Doherty功率放大器雖然效率較高，但是其線性度通常較差，需要采用數(shù)字預(yù)失真技術(shù)對(duì)其線性化。為了滿足越來(lái)越高的通信速率，Doherty功放的工作帶寬也越來(lái)越寬。因此，為了評(píng)估Doherty功放的線性化性能，搭建寬帶的數(shù)字預(yù)失真平臺(tái)很有必要。本文采用基于R&S信號(hào)與頻譜分析儀（FSW26）的數(shù)字預(yù)失真平臺(tái)，對(duì)實(shí)驗(yàn)室的寬帶Doherty功放進(jìn)行了線性化實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)表明，無(wú)論是單頻，并發(fā)雙頻，還是并發(fā)多頻工作模式，寬帶Doherty功放搭配數(shù)字預(yù)失真技術(shù)后都可獲得較好的線性度。

Abstract: The efficiency of Doherty power amplifiers is usually high, but digital predistortion (DPD) technique should be applied to Doherty power amplifiers because of their bad linearization performance. Moreover, the bandwidth of Doherty power amplifiers becomes wider due to the higher communication rate. As a result, it's necessary to set up the broadband DPD experimental platform to evaluate the linearization performance of Doherty power amplifiers. In this paper, DPD experiments were done for a broadband Doherty power amplifier with the FSW26 based DPD test-bench. Experimental results show that this power amplifier can achieve good linearization performance with DPD technique.

Key words: digital predistortion, Doherty power amplifiers, R&S FSW

1. 引言

隨著通信速率變得越來(lái)越高，信號(hào)帶寬也越來(lái)越寬，特別是載波聚合技術(shù)的采用，使得發(fā)射機(jī)所需支持的帶寬也顯著增加。面對(duì)載波聚合技術(shù)的挑戰(zhàn)，一種較經(jīng)濟(jì)的發(fā)射機(jī)方案是并發(fā)多頻發(fā)射機(jī)。這種場(chǎng)景下，一條發(fā)射通道既要能支持傳統(tǒng)的單載波的通信信號(hào)，同時(shí)也需要能支持并發(fā)多頻的載波聚合信號(hào)，因此，即發(fā)射通道的帶寬也顯著增加。發(fā)射通道上功率發(fā)大器的帶寬是發(fā)射通道帶寬的主要瓶頸，特別是Doherty功率放大器，雖然其效率明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的AB類(lèi)功率放大器，但是典型的Doherty功率放大器的相對(duì)帶寬只有10%左右。為了面對(duì)并發(fā)多頻發(fā)射機(jī)的挑戰(zhàn)，近幾年來(lái)，寬帶Doherty功放的設(shè)計(jì)成了功放研究領(lǐng)域的關(guān)注重點(diǎn)。

Doherty功率放大器的線性度較差，通常需要搭配數(shù)字預(yù)失真技術(shù)（DPD）才能在基站中使用。因此， 寬帶Doherty功放除了效率、帶寬指標(biāo)需要關(guān)注外，能否線性化也是目前業(yè)內(nèi)比較關(guān)注的話題。Doherty功放設(shè)計(jì)完成后，需要測(cè)試其DPD后的線性度性能，以完成對(duì)所設(shè)計(jì)的功放的整體性能評(píng)估。

2. 數(shù)字預(yù)失真原理

通常情況下，功率放大器在飽和工作狀態(tài)下，效率更高，以Doherty功率放大器為例，在回退功率點(diǎn)，主路功放工作于飽和狀態(tài)，在峰值功率點(diǎn)，主路功放和輔路功放均處于飽和狀態(tài)，因此，Doherty功放在峰值和回退點(diǎn)都能獲得較高的效率。然而，飽和狀態(tài)下的功放由于增益壓縮，會(huì)表現(xiàn)出非線性失真，即輸出信號(hào)的帶寬會(huì)比原始輸入信號(hào)更寬。

圖1 數(shù)字預(yù)示真原理示意圖

為了消除功放的這種失真，數(shù)字預(yù)失真技術(shù)的思路是在數(shù)字域?qū)斎胄盘?hào)進(jìn)行預(yù)先處理，相當(dāng)于在基帶信號(hào)上疊加了與功放失真信號(hào)大小相等，相位相反的分量，最終預(yù)先疊加的分量與功放自身產(chǎn)生的失真分量相互抵消，達(dá)到了線性化的目的。圖1則是從增益的角度解釋了數(shù)字預(yù)失真技術(shù)的原理，從中可看出，功放的增益 (曲線的斜率) 在輸入信號(hào)較大時(shí)會(huì)降低，而預(yù)失真模塊的增益 (曲線的斜率) 則是在輸入信號(hào)較大時(shí)增益升高，最終二者級(jí)聯(lián)，使得輸入輸出曲線為一條直線 (增益平坦)。

3. 數(shù)字預(yù)失真技術(shù)系統(tǒng)架構(gòu)及測(cè)試平臺(tái)

圖2描述了數(shù)字預(yù)失真技術(shù)的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，主要由模擬域和數(shù)字域兩部分組成。在模擬域，功放的輸出信號(hào)一部分通過(guò)耦合器耦合到反饋通道上，然后依次經(jīng)過(guò)下變頻、濾波、采樣，最終得到功放輸出的基帶信號(hào)。在數(shù)字域，反饋通道的信號(hào)經(jīng)過(guò)歸一化、延時(shí)對(duì)齊、模型提取及預(yù)失真參數(shù)更新等操作，最終得到所需的預(yù)失真信號(hào)送入DAC。由于功放非線性造成信號(hào)帶寬展寬，而反饋通道必須完整地將這些非線性信息反饋到數(shù)字域，因此高性能的反饋通道對(duì)數(shù)字預(yù)失真的線性化性能非常重要。

圖2 數(shù)字預(yù)失真技術(shù)系統(tǒng)架構(gòu)

圖3為基于R&S公司儀器平臺(tái)的數(shù)字預(yù)失真技術(shù)測(cè)試方案。在該方案中，數(shù)字預(yù)失真架構(gòu)中的反饋通道的功能由R&S頻譜與信號(hào)分析儀FSW來(lái)完成，而數(shù)字域的操作可以使用個(gè)人計(jì)算機(jī) (PC) 上的MATLAB軟件來(lái)完成，然后將產(chǎn)生的預(yù)失真信號(hào)通過(guò)網(wǎng)線下載到信號(hào)源SMW200A中去。由于FSW的載波頻率、采樣率等參數(shù)可以自由設(shè)置，等價(jià)于反饋通帶的參數(shù)可以自由調(diào)節(jié)，同時(shí)，F(xiàn)SW除了提供反饋通道的功能外，也可以觀察功放的輸出信號(hào)的頻譜、功率譜、鄰信道功率比 (ACPR) 等指標(biāo)，因此該測(cè)試方案非常適合寬帶Doherty功放的線性化性能評(píng)估。

圖3 基于R&S公司儀器平臺(tái)的DPD測(cè)試方案

4. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖4為實(shí)驗(yàn)室設(shè)計(jì)的寬帶Doherty功放的照片，其面向的場(chǎng)景是目前的移動(dòng)通信基站，帶寬達(dá)1 GHz以上。為了評(píng)估寬帶Doherty功放的性能，一臺(tái)R&S公司的信號(hào)與頻譜分析儀FSW26被用來(lái)搭建數(shù)字預(yù)失真平臺(tái)，并借助該平臺(tái)分別完成單頻、并發(fā)雙頻及并發(fā)三頻場(chǎng)景下的數(shù)字預(yù)失真實(shí)驗(yàn)。

圖4 寬帶Doherty功放實(shí)物

(1) 1 GHz寬帶信號(hào)激勵(lì)下的Doherty功放的帶寬測(cè)試及非線性觀察

為了觀察所設(shè)計(jì)的寬帶Doherty功放的帶寬，直接采用信號(hào)源R&S SMW200A輸出1 GHz 的寬帶OFDM信號(hào) (基帶信號(hào)采樣率2GSPS)，作為功放的激勵(lì)，圖5為測(cè)試結(jié)果，可以看出信號(hào)源輸出的1 GHz的寬帶信號(hào)帶內(nèi)比較平坦，經(jīng)過(guò)功放后功率譜曲線功率譜曲線略有起伏，這一方面說(shuō)明所設(shè)計(jì)的Doherty功放帶寬可達(dá)1 GHz，同時(shí)也說(shuō)明功放在如此寬的帶寬范圍內(nèi)增益不是完全不變的。另外，從帶外的頻譜可看出，寬帶激勵(lì)下Doherty功放的非線性也變得非常復(fù)雜。

圖5 1 GHz寬帶信號(hào)激勵(lì)下的Doherty功放輸出

(黑線為信號(hào)源R&S SMW200A產(chǎn)生的功放輸入信號(hào)，藍(lán)線為功放的輸出信號(hào))

(2) 單頻60 MHz寬帶數(shù)字預(yù)失真實(shí)驗(yàn)

功放的輸入信號(hào)是總共帶寬60 MHz (3個(gè)20 MHz信號(hào)載波聚合而成）的寬帶信號(hào)，基帶信號(hào)采樣率為368.64 MSPS，載波頻率是2.1 GHz，寬帶信號(hào)用PC上的MATLAB生成后，經(jīng)網(wǎng)線下載到信號(hào)源R&S SMW200A中，然后信號(hào)源生成射頻信號(hào)。FSW的載波頻率和采樣率分別是2.1 GHz和368.64 MSPS。圖6分別為采用DPD技術(shù)前后的功放輸出信號(hào)功率譜密度曲線，可以看出，采用DPD技術(shù)后，該功放的ACPR性能明顯改善。

圖6 寬帶Doherty功放60 MHz信號(hào)激勵(lì)下的線性化結(jié)果

(黑線為DPD前，藍(lán)線為DPD后)

(3) 并發(fā)雙頻數(shù)字預(yù)失真試驗(yàn)

為了進(jìn)一步評(píng)估寬帶Doherty功放在載波聚合場(chǎng)景下的工作狀態(tài)，需要測(cè)試采用并發(fā)雙頻數(shù)字預(yù)失真技術(shù) (2D-DPD) 后的功放線性化性能。此時(shí)，功放的激勵(lì)信號(hào)是兩個(gè)10 MHz的LTE信號(hào)，采用2D-CFR技術(shù)進(jìn)行削峰處理，載波頻率分別是1.8 GHz和2 GHz。2D-DPD架構(gòu)中存在兩條反饋通道分別采集兩個(gè)頻段的功放輸出信號(hào)，為了避免這一點(diǎn)，F(xiàn)SW可以分時(shí)工作，即先將載波頻率設(shè)為1.8 GHz，先采集低頻段的信號(hào)，然后將載波頻率設(shè)為2.1 GHz，采集高頻段的信號(hào)。圖7為采用2D-DPD技術(shù)前后的功放功率譜密度曲線，可以看出，該功放在并發(fā)雙頻工作狀態(tài)下，是可以線性化的。

圖7 Doherty功放雙頻并發(fā)工作的線性化結(jié)果

(a)低頻DPD前 (b)低頻DPD后 (c)高頻DPD前 (d)高頻DPD后

(4) 并發(fā)三頻數(shù)字預(yù)失真實(shí)驗(yàn)

并發(fā)多頻是未來(lái)發(fā)射機(jī)的發(fā)展趨勢(shì)。在這樣的場(chǎng)景下，需要測(cè)試寬帶Doherty功放在并發(fā)多頻情況下的性能。圖8為并發(fā)三頻數(shù)字預(yù)失真實(shí)驗(yàn)的結(jié)果，可以看到，采用數(shù)字預(yù)失真技術(shù)后，Doherty功放不僅帶內(nèi)可以線性化，帶間交調(diào)也明顯被抑制。

圖8 Doherty功放并發(fā)三頻工作的線性化前后結(jié)果對(duì)比

(圖中黑線為DPD前的結(jié)果，藍(lán)線為DPD后的結(jié)果)

5. 結(jié)束語(yǔ)

寬帶Doherty功放將是并發(fā)多頻發(fā)射機(jī)較受青睞的方案，因此，高性能的寬帶Doherty功放的性能評(píng)估平臺(tái)也變得更加重要。本文采用R&S公司的頻譜與信號(hào)分析儀FSW26搭建了寬帶數(shù)字預(yù)失真平臺(tái)，完成了對(duì)實(shí)驗(yàn)室設(shè)計(jì)的寬帶Doherty功放的線性化實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的功放在單頻、并發(fā)雙頻及并發(fā)三頻工作幾種場(chǎng)景下均可以取得較好的ACPR性能，即寬帶Doherty功放在這些場(chǎng)景下是可線性化的。