簡介

直接轉換接收器架構與傳統的超外差相比具有多種優勢。它簡化了RF前端帶通濾波的要求，因為它不受圖像頻率信號的影響。 RF帶通濾波器只需要衰減強帶外信號，以防止它們使前端過載。此外，直接轉換消除了對IF放大器和帶通濾波器的需求。相反，RF輸入信號直接轉換為基帶，其中放大和濾波要困難得多。接收器的總體復雜性和部件數量也會減少。

然而，直接轉換會帶來一系列實現問題。由于接收LO信號與RF信號的頻率相同，因此它很容易從接收天線輻射并違反監管標準。此外，還需要徹底了解IP2和IP3問題的影響。這些參數對接收器的整體性能至關重要，關鍵部件是I / Q解調器。

不需要的基帶信號可以通過接收器的二階非線性產生。進入接收器的任何頻率的音調都會在基帶電路中產生DC偏移。一旦生成，直接消除DC偏移就變得非常成問題。這是因為降頻后轉換電路的頻率響應必須經常延伸到DC。接收器的二階非線性也允許調制信號 - 甚至是所需信號 - 產生以DC為中心的偽隨機能量塊。

與超外差接收器不同，直接轉換接收器容易受到這種影響。無論輸入信號的頻率如何，都有順序機制。因此，最小化有限二階線性度的影響至關重要。

本文稍后我們將考慮三階失真對直接轉換接收器的影響。在這種情況下，以適當頻率分隔的兩個信號必須進入接收器，以便不需要的產品出現在基帶頻率上。

二階失真（IP2）

直接轉換接收器系統的二階交調截點（IP2）是關鍵性能參數。它是二階非線性度量，有助于量化接收機對單音和雙音干擾信號的敏感度。讓我們來看看這種非線性如何影響靈敏度。

我們可以將任何非線性元素的傳遞函數建模為泰勒級數：

其中x（t）是由期望信號和非期望信號組成的輸入信號。僅考慮此分析的二階失真項。系數a 2 等于

其中IP2是瓦特的單音截距點。請注意，雙音IP2比單音IP2低6dB。元素越線性， 2 越小。

進入非線性元素的每個信號都會產生一個以零頻率為中心的信號。即使是所需的信號也會在基帶產生失真產物。為了說明這一點，讓輸入信號由x（t）= A（t）cosωt表示，其可以是音調或調制信號。如果是一個音調，則A（t）只是一個常數。如果它是調制信號，則A（t）代表信號包絡。

根據定義，所需信號的功率為

其中E {β}是β的預期值。由于A（t）和cosωt在統計上是獨立的，我們可以擴展E {（A（t）cosωt） 2 }為E {A 2 （t）}?E {COS 2 ωT}。通過三角法

第二項的期望值僅為?，因此所需信號的功效簡化為：

如果預期，信號功率等于

在更一般的情況下，所需信號由偽隨機數字調制。數據源。我們可以將其表示為具有高斯概率分布的帶限白噪聲。信號包絡A（t）現在是高斯隨機變量。包絡的平方的期望值可以用所需信號的功率表示為：

現在將x（t）替換為泰勒級數展開以找到y（t），這是非線性元素的輸出：

考慮二階失真術語?a 2 [A（t）] 2 。該術語以DC為中心，而另一個二階項出現在所需信號的二次諧波附近。這里只有DC附近的術語很重要，因為高頻音被基帶電路拒絕。

在信號是音調的情況下，二階結果是DC偏移等于：< / p>

如果調制了所需信號，則二階結果是調制基帶信號。這個術語的力量是

這可以擴展為：

為了根據所需的信號功率表達這個結果，我們必須將E {A 4 （t）}與E {A 2 （T）}。對于高斯隨機變量，以下關系為真：

失真能力可以表示為

現在表達預期值所需的信號功率：

將任何給定音調轉換為DC，將任何調制信號轉換為基帶信號，使二階性能對于直接轉換接收器性能至關重要。與其他非線性機制不同，信號頻率不能確定失真產物落在何處。

進入非線性元素的任何兩個信號都會產生拍音/項。讓

其中第一項是所需信號，第二項是不需要的信號。

感興趣的二階失真項是 2 A（t）B（t）cos（ω - ω u ）t。該術語描述了以兩個輸入信號之間的差頻為中心的失真產物。在兩個不需要的音調進入該元素的情況下，結果包括差頻的音調。如果兩個不需要的信號被調制，則結果包括以其差頻率為中心的調制信號。

我們可以將這些原理應用于直接轉換接收器示例。圖1顯示了典型WCDMA基站接收器的框圖。以下是此示例的一些主要特征：

基站類型：FDD，Band I

基站類別：廣域

運營商數量：1

接收頻段：1920MHz至1980MHz

發射頻段：2110MHz至2170MHz

此接收機的RF部分包括雙工器，帶通濾波器，以及至少一個低噪聲放大器（LNA）。頻率選擇元件用于衰減帶外信號和噪聲。 LNA確定接收器的噪聲系數。 I / Q解調器將接收信號轉換為基帶。

在下面的例子中，LT5575 I / Q解調器的特性代表了這種類型的基站類設備。低通濾波器和基帶放大器在傳輸到A / D轉換器之前限制并增加信號電平。雙工器和RF帶通濾波器僅用作帶通濾波器;它們不提供任何載體選擇性。

LNA的二階線性度遠低于解調器的二階線性度。這是因為由單個信號引起的任何LNA失真都以DC為中心并被解調器拒絕。如果接收頻帶中存在兩個不需要的信號（例如1960MHz），則LNA以差頻產生二階乘積。該信號被解調并在A / D轉換器處顯示為基帶偽像。然而，我們不需要解決這個問題，因為從前端雙工器出現的帶外信號不足以產生任何重要的失真產物。

首先考慮進入接收器的單個未調制音調（見圖2）。如上所述，該音調在解調器的輸出端產生DC偏移。如果解調器后面的基帶級聯是直流耦合的，則該偏移應用于A / D轉換器，從而降低其動態范圍。 WCDMA規范（3GPP TS 25104.740）在-15dBm處調出帶外音調，距離任一接收頻帶邊緣均為20MHz或更高（第7.5.1節）。計算I / Q解調器中產生的DC偏移：

進入接收天線端口的音調：-15dBm

20MHz偏移時的雙工器抑制：0dB

20MHz偏移時的帶通抑制：2dB

LT5575之前的RF增益：20dB

進入LT5575的音調：3dBm

LT5575 IIP2,2音：60dBm

LT5575 a 2 ：0.00317

LT5575輸出的DC偏移：0.32mV

基帶電壓增益：31.6

A / D輸入的DC偏移：10mV

單個WCDMA載波也可以作為干擾源，詳見7.5.1節。在一種情況下，該載波偏離期望載波至少10MHz，但仍處于接收頻帶中。功率電平為-40dBm，接收器必須滿足-115dBm的靈敏度，12.2kbps信號，BER為0.1％。以下是詳細信息：

信號進入接收天線端口：-40dBm

LT5575之前的RF增益：20dB

進入LT5575的信號：-20dBm < / li>

LT5575 IIP2,2-tone：60dBm

LT5575 a 2 ：0.00317

使用a執行的MATLAB仿真偽隨機信道預測LT5575輸出的失真為-98.7dBm。該結果與公式6給出的結果非常吻合，公式6預測失真功率為-98.2dBm。

LT5575輸出端出現的基帶產品是一個類噪聲信號，由干擾WCDMA載波產生。如果此信號足夠大，則可能會增加熱接收器和A / D轉換器噪聲，從而降低靈敏度。計算接收器輸入端的等效熱噪聲，不會增加失真：

靈敏度：-121dBm

處理+編碼增益：25dB

靈敏度信噪比：5.2dB

接收機的熱噪聲輸入：-101.2dBm

現在將失真信號反饋給接收器輸入：

LT5575之前的RF增益：20dB

Rx輸入端的等效干擾電平：-118.7dBm

在這種情況下，基帶二階乘積比接收器輸入端的熱噪聲低17.5dB。由此導致的靈敏度下降<0.1dB，因此接收器很容易滿足-115dBm的規格。如圖3所示。單個WCDMA載波也可以出現在帶外，如7.5.1節所述。它們可以直接與接收頻帶相鄰，電平高達-40dBm。同樣，這些載波對靈敏度的二階效應可以忽略不計，如前面的分析所示。

靈敏度的另一個威脅來自FDD系統中的發射機泄漏，如圖4所示。在FDD系統中，發射器和接收器同時工作。對于WCDMA頻段I的情況，發射頻帶比接收頻帶高130MHz。通常使用單個天線，發射器和接收器通過雙工器連接。以下是一些典型的基站耦合諧振器型雙工器規格：

隔離，Tx至Rx 2110MHz：55dB

雙工器插入損耗，Tx路徑：1.2dB

對于廣域基站，發射功率可能高達46dBm。在雙工器的發送端口，功率至少為47dBm。這個高電平調制信號泄漏到接收器輸入，其中一部分驅動I / Q解調器：

接收器輸入功率：-8dBm

Rx BPF抑制2110MHz：40dB

LT5575之前的RF增益：20dB

進入LT5575的信號：-28dBm

LT5575 IIP2，雙音：60dBm

LT5575 a 2 ：0.00317

使用偽隨機通道執行的MATLAB仿真可預測以下內容：

LT5575輸出失真：-114.7dBm

將此信號反饋給接收器輸入：

LT5575之前的RF增益：20dB

Rx輸入端的等效干擾電平：-134.7dBm

接收器輸入端的熱噪聲：-101.2dBm

此等效干擾為33.5dB低于接收器輸入端的熱噪聲。由此導致的靈敏度降低<0.1dB，因此接收器容易滿足-121dBm的規范。

三階失真（IP3）

三階交調截點（IP3）具有當兩個適當間隔的通道或信號進入非線性元件時對基帶信號的影響。

返回傳遞函數：y（t）= x（t）+ a 2 x 2 （t）+ a 3 x 3 （t）+ ...，其中x（t）是由兩者組成的輸入信號期望和不需要的信號。現在考慮三階失真項。系數a 3 等于2 /（3Z 0 IP3）其中IP3是瓦特中的單音截距點。請注意，雙音IP3比單音IP3低4.78dB。

如果兩個信號之間的間距等于到達的距離，則進入非線性元件的兩個信號會產生一個以零頻率為中心的信號。零頻率。設x（t）= A（t）cosωt+ B（t）cosω u t，其中第一項是期望信號，第二項是不需要的信號。不需要的信號可以是音調或調制信號。如果是一個音調，那么B（t）就是一個常數。如果它是調制信號，則B（t）代表信號包絡。

輸出信號則等于y（t）：

這里感興趣的三階失真項是?a 3 A（t）B < sup> 2 （t）cos（2ω u - ω）t。為了使這種失真出現在基帶上，設置ω=2ω u 。失真的力量是

，它可以擴展到

考慮調制的所需信號和音調干擾的情況; B（t）可以用B代替。參見圖5.E {B 4 }的值可以表示為（2Z 0 P u ） 2 ，其中P u 是音調干擾的功率。我們可以使用等式2以期望的信號功率表示E {A 2 （t）}為2Z o P s ，其中P s 是所需信號的功率。然后，基帶失真的功率電平為：

如果調制了不需要的信號，則使用等式2和5表示E {B 4 （t）}為3（2Z 0 P u ） 2 ，其中P u 是冪的冪音調干擾：

在直接轉換接收器示例中，WCDMA規范的第7.6.1節要求兩個干擾信號，如圖6所示。其中一個是-48dBm CW音，另一個是-48dBm WCDMA運營商。這些在頻率上是偏移的，因此得到的第三階產品看起來以DC為中心。計算I / Q解調器中產生的互調產物：

LT5575之前的RF增益：20dB

進入LT5575的信號：-28dBm

LT5575 IIP3 ，2音：22.6dBm

LT5575 a 3 ：0.0244

使用偽隨機進行的MATLAB仿真通道預測LT5575輸出的失真為-135.8dBm。這個結果與公式8非常吻合，公式8預測失真功率為-135.7dBm。

將此信號反饋給接收器輸入：

LT5575之前的RF增益： 20dB

Rx輸入端的等效干擾電平：-155.8dBm

接收器輸入端的熱噪聲：-101.2dBm

此等效干擾case比接收器輸入端的熱噪聲低54.6dB。由此導致的靈敏度降低<0.1dB，因此接收器很容易滿足-121dBm的規范。

結論

這里使用LT5575 I / Q解調器進行的計算表明WCDMA廣域基站接收器可以使用直接轉換架構成功實現。 LT5575的高二階線性度和輸入1dB壓縮點對于滿足此類設計的性能要求至關重要。