一、要求

設計并制作如下圖所示的開關穩壓電源。

要求：在電阻負載條件下，①輸出電壓Uo可調范圍：30V~36V;②最大輸出電流LOmax:2A；③U2從15V變到21V時，電壓調整率SU≤0.2％（Io=2A）；④Io從0變到2A時，負載調整率S1≤0.5％（U2=18V）；⑤輸出噪聲紋波電壓峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V，Uo=36V，Io=2A）；⑥DC-DC變換器的效率η≥85%（U2=18V，Uo=36V，Io=2A）；⑦具有過流保護功能，動作電流Io（th）=2.5±0.2A，排除過流故障后，電源能自動恢復為正常狀態；⑧能對輸出電壓進行鍵盤設定和步進調整，步進值1V，同時具有輸出電壓、電流的測量和數字顯示功能；⑨變換器（含控制電路）只能由UIN端口供電，不得另加輔助電源。

二、總體分析

首先我們需要確定出系統方案。在要求中，第②③④⑤⑦⑧對總體方案影響不大，這些指標都只與器件選擇、制作工藝等因素有關，所以我們把注意力集中在剩下的三條指標上。首先，輸出電壓Uo可調范圍30~36V，而隔離變壓器副邊輸出為15～21V，整流濾波后最大約27V，小于30V，顯然在整個電壓范圍內都需要升壓輸出。當然，題目沒有限制整流電路形式，還有一種解決方案就是先倍壓整流再濾波，這樣后級可采用降壓電路。

其次，要求變換器整體效率大于85％，對小功率電源來說，這個要求已經比較高了，可以計算，在72W的額定功率、85%的效率下，變換器的損耗不能超過12.7W，要達到此項要求，就必須使用盡量少的器件，不論是功率主電路，還是控制測量電路，都應該使其盡量簡單。題目還要求控制電路的電源只由整流輸出口（UIN）引出，不得另加輔助電源，這就要求自制輔助電源，且輔助電源效率不得太低，所以線性電源不是理想的選擇。

從以上分析，我們得出總體需求：主電路需要使用升壓拓撲，且升壓幅度不大，電路結構應盡量簡單，器件數量盡量少，自制輔助電源，且效率應較高。分析還可以發現，輸入輸出沒有隔離要求，且輸入端已有隔離變壓器隔離，所以可以選用輸入輸出無電氣隔離的電路拓撲結構。最后我們選定基本Boost升壓電路方案，控制器選用凌陽16位單片機，驅動信號的產生選用FPCA，系統整體方案如下圖所示。220V交流電經降壓、整流、濾波得比較穩定的直流電壓，直流電壓經Boost電路升壓再濾波得平滑的直流輸出，輸出電壓、電流經采樣輸入AD轉換芯片，由單片機PID調節器實現穩壓和調壓然后輸出指令信號給FPGA、并進行顯示，FPGA生成PWM信號經驅動電路驅動功率開關管從而實現閉環反饋控制。當輸出電流大于保護設定值時產生過流保護信號，過流信號驅動繼電器動作切斷主電路同時關閉驅動信號，然后延時再嘗試通電并進行過流檢測，若過流則再斷開主電路，直到電路恢復正常為止。

三、器件選擇

首先選擇電路開關頻率fs。因為開關損耗幾乎與開關頻率的平方成正比，頻率過高會使損耗增加；但如果頻率太小，又會使濾波電感、電容體積過大，而且電路容易出現音頻噪聲。綜合考慮以后，選擇fs為20kHz。

（1）輸入電感和輸出濾波電容的選取。首先計算升壓電感的大小。整流輸出電壓的大小為19～27V，輸出電壓范圍為30—36V，由臨界電流公式Iob=Uo/2Lf8lD（1-D）（2），當D=1/3時，臨界電流有最大值1obm=2Uo/27Lfs，要使電感電流連續，則最小負載電流（題目要求可空載，這里取0.1A）應大于Iobm，由此解得L≥2Uo/27fsIobm=2*36/27*30*0.1=1.33mH，取L=2mH。由輸出紋波△Uo=DUo/f8RC，R為負載電阻，此處可取15Ω，由此可計算濾波電容的大小，此處取C=4700μF。因Boost電路輸入電感直流分量很大，所以應盡量選取不易飽和的鐵芯作為電感磁芯，繞制時應盡量均勻緊湊，否則會增加電壓噪聲，也可直接購買。因電解電容存在較大寄生電感，所以焊接時應使引腳盡量短，同時并聯小容量聚丙烯電容，這對減小輸出電壓尖峰很有幫助。

（2）開關管的選取。開關管Q關斷時承受的正向電壓為36V，考慮一定的尖峰余地，IRF3205的正向擊穿電壓為55v，導通電阻僅為8mΩ，所以不會擊穿同時導通損耗也很小。輸出整流二極管選取導通電阻小的肖特基二極管MBR20100，其導通壓降為0.7V，反向擊穿電壓為100V。MOSFET的驅動選專用驅動芯片IR2110，驅動電路如下圖所示。

（3）其它元件的選取。測量控制電路的損耗跟元件的工作電壓有關，信號放大用的運放選低電源電壓、Rail-To-Rail型運放INA132和OPA350，可降低功耗。

單片機的功耗與CPU時鐘頻率有關，降低單片機時鐘頻率也可使損耗減小，此設計中凌陽單片機的CPU時鐘為24.576MHz。

四、制作

上圖所示為功率主電路原理圖，下圖所示為輔助電源電路圖。輔助電源電路中，LM2575與D1、L、C2組成Buck電路，R1、R2起反饋調節作用，調節R2可改變輸出電壓。此設計中共有兩路輔助電源電路，分別為+5V和+15V。經典的Boost電路和其它電壓電流的測量電路都比較簡單，其原理不再贅述，這里就制作過程中遇到的問題及解決辦法作簡單說明。

第一個問題是整流橋（耐流能力為10A）總是被燒毀。分析可知輸入穩態電流為SA左右，應該不會損壞整流橋，但實際上流過整流橋的電流仿真波形（C=4700μF）如下圖所示。濾波電容越大、二極管的導通角0越小，流過二極管的電流峰值就越大。其值很容易大于10A。后來我們在整流橋后面串入電感L1，因為電感有一定續流作用而使二極管導通角變大，從而減小電流峰值以保護整流橋，改進后整流橋不再燒毀。但是開機時保險管（額定電流10A）常被熔斷，分析發現，開機時整流橋后的濾波電容呈瞬時短路狀態，所以開機存在較大沖擊電流，所以我們在整流橋前串聯NTC（負溫度系數熱敏電阻，圖4中的RV1）、問題也得到解決。其原理是，開機時NTC溫度較低而呈現很大電阻，所以開機電流不會很大，隨著電路接通，NTC發熱而呈現很小電阻，所以正常工作時NTC上電壓降很小，不會影響電路正常工作。

遇到的第二個問題就是電壓調節慢和穩壓不好，剛開始我們以為是軟件調節器的問題，檢查很久后發現是測量電壓不準造成的。在圖4電路中，顯然負載兩端電壓正比于節點1與2之間電壓，我們剛開始直接測量節點2與地之間電壓，表面上看來0.1Ω的采樣電阻影響不大，但電路中流過的電流為2A時，電流采樣電阻上的壓降為0.2V，誤差約為0.5%，可見誤差并不小。另一方面，若用此種采樣方案，會因電路中電流的不同，造成的測量誤差也不同，隨電壓變化誤差呈現一定的非線性，這會給電壓調節帶來麻煩。所以，我們后來改用差分的方式采集電壓，也就是使用差分運放在節點1和節點2之間采樣，這樣可大大減小誤差，改進后取得了很好的效果。測量電路的各個環節都應準確可靠，采樣電阻也應盡量準確穩定，如下圖所示的兩個采樣電路，同樣都可實現將輸出電壓縮小為十分之一采樣，但圖（b）電路中放大倍數的精度和穩定度都更高，也就是應使采樣電阻可變化程度盡量小。類似，若在AD轉換的入端需要對待測電壓或電流信號濾波，則濾波電容不宜過大，否則會影響響應時間而造成測量滯后，自然會使調節不準確。這些問題雖然簡單卻影響很大，若能快速準確的測量，單片機的調節將順利得多。

第三個問題就是輸出電壓有較大尖峰，這顯然是由于開關管的高頻開關造成的，尤其是關斷時，由于電路中有寄生電感，瞬間電流的切斷會在電感兩端出現沖擊電壓。我們的解決辦法是一方面對開關管加緩沖電路，改善關斷性能，基本原理如下圖，開關管Q關斷時，原電路一部分電流通過快恢復二極管1）對電容C充電，使開關管兩端電壓緩慢E升，電路中電流的減小速度也有所減緩，簡單的緩沖電路可省去二極管D。具體的RCD的參數設計較復雜，設計時可參考有關開關電源書籍。另一方面是在輸出濾波電解電容兩端并接高頻特性好、寄生電感小的聚丙烯電容，且多個并聯效果更好，但是要保證引線盡量短。同時為了減小線路電感，對功率主電路，應使走線盡量短，線徑稍粗。

再就是Boost電路本身的一個特點——不能開路運行，然而題目意思顯然要求電源可以開路。因為負載開路時，輸入電感照常周期性地不斷儲能和釋放能量，而能量沒有被負載消耗掉，電容電壓將持續升高即多余的能量都存儲到電容極板間，很快導致電容擊穿。一種解決辦法是加假負載，也就是說，當檢測到電源處于空載狀態時，自動投入一個輕負載，這個負載電阻值較大，既能維持輸出電壓為給定值、本身功率損耗又較小。

以上是在制作此開關電源中遇到的問題及一些解決方案，采取這些措施并仔細調試后都達到了較好的效果。