1、引言

超寬帶（UWB）技術(shù)是一種低功耗、低成本、高傳輸速率、抗干擾性能強(qiáng)的短距離無線通訊技術(shù)。

由于能夠在短距離內(nèi)（10m）傳輸幾百兆的數(shù)據(jù)，幫助人們擺脫對導(dǎo)線的依賴，使得大帶寬數(shù)據(jù)的無線傳輸從幾乎不可能變?yōu)楝F(xiàn)實(shí)，因此它在無線個(gè)人局域網(wǎng)（WPAN）等方面有著廣泛的市場前景。美國聯(lián)邦通信委員會(huì)（FCC）于2002 年公布了允許民用的UWB頻段，即3.1 GHz ~10.6GHz。目前在UWB系統(tǒng)的定義上存在兩種方案，直接序列（DS-CDMA）和多帶OFDM（MBOFDM）。

盡管目前超寬帶技術(shù)的標(biāo)準(zhǔn)還沒有統(tǒng)一，但是低噪聲放大器終歸是其接收機(jī)中一個(gè)不可或缺的重要模塊。低噪聲放大器（LNA）的主要功能是將來自天線的微伏級的電壓信號(hào)進(jìn)行小信號(hào)放大后傳輸?shù)较乱患夒娐贰Ｒ虼耍琇NA 的性能對射頻接收系統(tǒng)的性能起著決定性作用。這就要求它在獲得較高增益的同時(shí)又要具有低的噪聲系數(shù)（NF），并且為了信號(hào)能夠有效地傳輸，實(shí)現(xiàn)最大功率的傳輸，還要端口匹配良好。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，高增益、低噪聲與良好的阻抗匹配三者之間并非相互獨(dú)立，而是相互牽制、相互影響的。因此在進(jìn)行LNA 設(shè)計(jì)時(shí)，如何采用折衷原則兼顧各項(xiàng)指標(biāo)尤為重要。

2 電路設(shè)計(jì)

綜合各種資料，到目前為止，在所提出的UWBLNA 中，根據(jù)輸入匹配歸納為下列幾類形式：shuntfeedback結(jié)構(gòu)、共柵結(jié)構(gòu)、利用LC帶通濾波器結(jié)構(gòu)、分布式結(jié)構(gòu)等。

圖1 所示為共柵結(jié)構(gòu)，共柵結(jié)構(gòu)雖然噪聲性能比較差，但它容易在很寬的帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)50 Ω的阻抗匹配，且芯片面積小。

圖2 所示為共柵結(jié)構(gòu)的小信號(hào)模型，可以算出輸入阻抗Zin 為：

圖1 共柵結(jié)構(gòu)。

圖2 共柵結(jié)構(gòu)的小信號(hào)模型。

其中g(shù)m 和Cgs 分別為第一級MOS 管的跨導(dǎo)和柵源電容。在頻率比較高的時(shí)候，頻率對Zin 的影響越來越小，輸入阻抗Zin 趨近于1/gm。這種結(jié)構(gòu)特別適用于超寬帶系統(tǒng)，因?yàn)樵诔瑢拵ьl帶內(nèi)晶體管的跨導(dǎo)幾乎不受頻率的影響，所以利用共柵輸入只要選擇合適的偏置和管子?xùn)艑捠沟?/gm =50 Ω，就能在超寬帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)50 Ω匹配。

圖3 共柵結(jié)構(gòu)的噪聲模型。

圖3 為共柵結(jié)構(gòu)的噪聲模型，由圖可知其存在三個(gè)噪聲源：源阻抗的熱噪聲、共柵MOS 管柵噪聲和溝道噪聲。根據(jù)噪聲系數(shù)的計(jì)算，可得共柵結(jié)構(gòu)的噪聲系數(shù)表達(dá)式為：

如果源端實(shí)現(xiàn)匹配，則：

如果只考慮溝道噪聲，則可以簡化為：

其中δ稱為柵噪聲系數(shù)，γ為溝道熱噪聲系數(shù)，α =gm/gdo（gdo 是源漏間的電導(dǎo)）。我們可以根據(jù)以上式子對共柵結(jié)構(gòu)的噪聲系數(shù)進(jìn)行估算，對于長溝道器件，γ =2/3、α =1，則噪聲系數(shù)約為2.2dB。

但在短溝道情況下，γ要大于2/3、α更小，所以噪聲系數(shù)要大于2.2dB，一般會(huì)大于3dB。

超寬帶低噪聲放大器最基本的要求就是輸入輸出之間的匹配和噪聲指數(shù)。因?yàn)閁WB 是一個(gè)低功率技術(shù)，所以不會(huì)給系統(tǒng)帶入太大的噪聲。又由于共柵結(jié)構(gòu)的電路在整個(gè)頻帶上具有優(yōu)秀的阻抗匹配，所以本文以共柵結(jié)構(gòu)為主來設(shè)計(jì)電路。

本文所討論的CMOS 超寬帶低噪聲放大器是基于0.18 μm和1.8V 標(biāo)準(zhǔn)下的CMOS 技術(shù)。在高頻低寄生電容的情況下，選擇溝道長度為0.18 μm 的晶體管并應(yīng)用于整個(gè)電路。所設(shè)計(jì)的包括偏置以及輸出端緩沖的電路結(jié)構(gòu)圖如圖4 所示。

輸入晶體管M1的選擇主要由輸入匹配決定，在M1 和地間接一個(gè)大小約為10pF 的電容以保證良好的AC 接地和避免偏置電路所產(chǎn)生的噪聲。必須有一個(gè)電感與Cgd1+Cgs2 在中心頻帶附近產(chǎn)生諧振，所以M2 的寬度取值顯得至關(guān)重要。盡管M1 和M2 寬度相差不大而L1 比Ls 要小，但Ls 和Cgs1、L1 和Cgs2+Cgd1 預(yù)計(jì)的諧振頻率都在中心頻帶附近。為了減小密勒效應(yīng)，需要在兩個(gè)共源級上連接一個(gè)柵晶體管，同時(shí)該結(jié)構(gòu)還能改善反向隔離，使放大器在不需要多余功耗的情況下獲得更多增益。

圖4 包含了偏置和輸出緩沖的LNA電路個(gè)電感與Cgd1+Cgs2 在中心頻帶附近產(chǎn)生諧振，所以M2 的寬度取值顯得至關(guān)重要。盡管M1 和M2 寬度相差不大而L1 比Ls 要小，但Ls 和Cgs1、L1 和Cgs2+Cgd1 預(yù)計(jì)的諧振頻率都在中心頻帶附近。為了減小密勒效應(yīng)，需要在兩個(gè)共源級上連接一個(gè)柵晶體管，同時(shí)該結(jié)構(gòu)還能改善反向隔離，使放大器在不需要多余功耗的情況下獲得更多增益。

圖4 包含了偏置和輸出緩沖的LNA電路

出于測試的目的，將一個(gè)源跟隨器作為輸出緩沖加入電路，輸出端的阻抗為：

這里Z3（ω）是由L3 和Cgd5+Cgd6 所組成的LC振蕩回路的阻抗。為了避免帶輸出匹配的退化，L3 應(yīng)相對較小，這里約取2nH。同時(shí)從式（5）可以看出Cgs6 需要一個(gè)較小的值，因此M6的寬度設(shè)置的較小。

相比較由輸入輸出頻率和噪聲所產(chǎn)生的高峰，由L2和Cgs4+Cgd3 所產(chǎn)生的高峰所在的頻率是三個(gè)中最低的，這些要求決定了M4 的寬度和L2 的值，以達(dá)到最好的增益平坦度。在現(xiàn)代CMOS 技術(shù)中電感的Q 因子指數(shù)通常與頻率有關(guān)，類似于在M4 和M3 的漏極間使用反饋電阻以降低L2 的Q 因子已達(dá)到更好的增益平坦度。該電路使用電流鏡的方式來增加偏置。

為了減小功耗，共柵極與源跟隨器共用一個(gè)偏置電流鏡，而另一個(gè)電流鏡則加在另兩個(gè)柵極上。電阻R3、R4、R5用來做信號(hào)阻塞。R6 與C9 形成一個(gè)低通濾波器，保證良好的反向隔離。通過調(diào)整R2 我們可以由決定柵極的偏置電流和跨阻來調(diào)節(jié)LNA 的整體增益。

3 仿真結(jié)果

該電路的激勵(lì)和仿真使用的是Cadence 軟件平臺(tái)，圖5是電路的輸入反射系數(shù)，可以看到S11在3GHz到10GHz 范圍內(nèi)保持在-10dB以下。

圖5 電路輸入反射系數(shù)。

圖6 是電路的增益曲線，總體來說，增益隨著頻率的增加略有上升。通過調(diào)整R2 的電阻值，兩個(gè)柵極的跨阻都會(huì)改變，以至于LNA的總體增益也會(huì)隨之改變。此功能簡化了當(dāng)LNA需要某個(gè)具體增益值時(shí)的修改。

圖6 電路增益曲線。

圖7 是將四個(gè)S 參數(shù)繪在一起的形式。在調(diào)試過程中發(fā)現(xiàn)，S11參數(shù)理想與否和輸入端的匹配程度即與M1 的寬度和Ls的值有關(guān)，S21 參數(shù)的大小受R2 影響，平坦度受L1、L2、L3 共同作用影響，具體為：提高L1會(huì)使增益在低頻區(qū)域上升；提高L2會(huì)使增益在中頻區(qū)域下降，高頻區(qū)域略有下降并提高低頻區(qū)域的增益；提高L3會(huì)提高高頻區(qū)域的增益并使整個(gè)頻域內(nèi)的曲線略有上升。從圖8 可以看出電路的噪聲系數(shù)基本保持在4dB 以下。

圖7 S參數(shù)

圖8 噪聲系數(shù)

表1 CMOS UWB LNA電路總體表現(xiàn)

4 結(jié)論

本文論述了一種基于0.18 μ m CMOS 工藝的超寬帶低噪聲放大器的設(shè)計(jì)，結(jié)合計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)，該超寬帶低噪聲放大器輸入、輸出均實(shí)現(xiàn)良好的阻抗匹配， 本設(shè)計(jì)電路的綜合表現(xiàn)如表1 所示。在3GHz~10GHz 的頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了增益G=29±1dB，噪聲系數(shù)小于4dB。在1.8V 工作電壓下放大器的直流功耗約為35mW。