2002年2月，美國聯(lián)邦通信委員會（ FCC）為超寬帶無線通信系統(tǒng)規(guī)劃了3.1 - 10.6GHz的頻譜資源，引起了全球性的研究熱潮。超寬帶技術(shù)具有低功耗、高數(shù)據(jù)傳輸速率、抗干擾性強等優(yōu)點。

超 寬帶低噪聲放大器是超寬帶無線接收前端系統(tǒng)中的第一個模塊。它影響著整個系統(tǒng)的帶寬、噪聲、功耗等性能。本文設(shè)計的CMOS低噪聲放大器適用于工作頻段為 3～5GHz的超寬帶系統(tǒng)。文章從LNA結(jié)構(gòu)的選取開始，然后進行電路分析與設(shè)計及仿真，最后對仿真結(jié)果進行分析和總結(jié)。

1　超寬帶LNA結(jié)構(gòu)選取

傳統(tǒng)的寬帶LNA的設(shè)計中，常采用分布式和平衡放大器技術(shù)。此兩者為了獲得較好的寬頻特性和輸入匹配，需要消耗較大的直流功耗。因此，不適合應(yīng)用于UWB系統(tǒng)。

目前，在超寬帶LNA設(shè)計中應(yīng)用較多的是帶通濾波器輸入匹配結(jié)構(gòu)和并聯(lián)電阻負反饋結(jié)構(gòu)。

前者擁有較大的帶寬、平坦的增益和良好的噪聲性能。但需要在輸入端加入階數(shù)較高的帶通濾波器以展寬頻帶。后者通過引入電阻反饋回路，降低輸入端品質(zhì)因子，從而擴展頻帶。本文以后者為基礎(chǔ)，采用噪聲消除技術(shù)優(yōu)化噪聲系數(shù)。圖1給出了所采用電路結(jié)構(gòu)的示意圖。

圖 1中，電路的主放大部分是并聯(lián)負反饋Cas2code結(jié)構(gòu)。C1、C2 和C3 為片內(nèi)隔直電容， Rf 為反饋電阻， Cf 為反饋回路上的隔直電容。Lg 和L1 為窄帶LNA的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)。M1 是共源結(jié)構(gòu)，為主放大管，電路的噪聲系數(shù)和輸入匹配取決于該管。M2為共柵結(jié)構(gòu)，主要作用是提供較大的反向隔離度和抑制M1 的密勒效應(yīng)。L2、Rd 和Cd 采用并聯(lián)結(jié)構(gòu)形成低Q值負載擴展輸出帶寬。M3 和M4 構(gòu)成源極跟隨器，形成輸出級。M1、M2、M3、M4 共同構(gòu)成前饋噪聲消除結(jié)構(gòu)。圖1 中省略了偏置電路， Vbias_1、Vbias_2為偏置電壓。

圖1　低噪放電路結(jié)構(gòu)示意圖

2　電路分析與設(shè)計

2. 1　寬帶輸入匹配分析

在 圖1中，除去輸出緩沖器M3 管。由于M1、M2 和L1 形成的電感退化結(jié)構(gòu)將輸入電壓轉(zhuǎn)化為輸出電流，故可等效成跨導為Gm 的跨導級。由此可得主放大電路的小信號等效電路，如圖2所示。Gm級的等效可參見文獻［ 5 ］。這里將M2 看作理想電流傳輸器，忽略其二級效應(yīng)， 以得到有意義的結(jié)論。

圖2中， Cgs1為M1 的柵源電容， Z4 （ s）為M4 前饋回路的輸入阻抗， L2、Rd 和Cd 組成負載阻抗。Gm1為M1 的跨導。對圖2中X 點的對地阻抗分析可知：

其中：

M4 前饋回路的輸入阻抗可表示為：

因此LNA的輸入阻抗表達式為：

由 于式（9）過于復雜，故用Matlab數(shù)值分析代替表達式分析。在仿真工藝和可行的電路參數(shù)的條件下，得到圖3的計算結(jié)果。可見在3～5 GHz范圍內(nèi)， Zin的實部非常接近50Ω，同時其虛部在4. 2 GHz附近等于0，而且Zin的幅值距離50Ω亦不遠。這說明電路完成了寬帶輸入匹配。窄帶LNA的設(shè)計可參見文獻［5 ］，這里僅給出晶體管尺寸和Lg、L1 的取值：M1 =M2 =320μm /0. 18μm， Lg =2. 6 nH， L1 =0. 32 nH。

圖2　核心電路小信號等效電路圖

圖3　Zin的Matlab仿真結(jié)果

2. 2　增益分析

對圖2進行分析和推導，可得到主放大電路的增益Amain （ s）的表達式：

式中， Zinx （ s）是X 處的對地阻抗。為加大電路增益可采取增大等效跨導Gm ，加大負載阻抗ZL 等辦法。但Gm ， ZL 等參數(shù)均與頻率有關(guān)，這些參數(shù)的變化會影響增益平坦度，所以設(shè)計時需折衷考慮。

為了進一步提高主放大電路的增益，在輸出緩沖器M3 的柵極前串聯(lián)電感L3， 其增益提升原理可用圖4 （ a）所示的放大器等效模型加以解釋。CLoad可以看作是M3 的輸入電容。圖4 （ b）為模型的小信號等效電路。分析小信號等效電路的增益有：

由式（12）和式（ 13）可知， 電感L3 的引入達到了提高增益的目的。當L 與CLoad在ω2 處諧振時有：

圖4

寬帶LNA中的輸出負載需要采用低Q 值電路。

圖4 （c）為輸出負載，圖4 （ d）為輸出負載的等效電路，Cout為放大電路的輸出電容。負載Q值可表示為ωRp（Cp +Cout ）。使L2 與（Cp +Cout ）諧振在所需要的頻點（ω1 ） ，再選擇合理的Rp 值，使Q值滿足帶寬要求即可。

由式（14）和對輸出負載的分析知，電路增益將出現(xiàn)兩個峰值頻點即ω1 和ω2。因此合理選擇Cd 和L3 的值，可以獲得良好的增益平坦度。通過仿真， 選取L2 =4. 6 nH， Rd =575Ω， Cd =5. 4 pF， L3 =715 nH。

2. 3　噪聲抵消分析

分 析圖5 可知， Cascode結(jié)構(gòu)的噪聲電流Ini流過反饋阻抗ZF （ s） 、電感Lg 和Rs ，在M1 的柵極和M2 的漏極分別產(chǎn)生兩個相位相近但幅度不同的噪聲電壓VZ， ni和VY， ni。如果通過反相放大器M4 將VZ， ni放大，通過同相放大器M3 將VY， ni放大后在輸出端疊加，就可以將Ini在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓Vout， ni減小，而輸入信號將被分別放大后疊加 。VZ， ni、VY， ni和Vout， ni由式（15） （16） （17）表示：

其中M3、M4 的增益為：

定義等效噪聲阻抗：

圖5　噪聲消除技術(shù)原理圖

由 于式（20）過于復雜，故用Matlab數(shù)值分析代替表達式分析。在仿真工藝和可行的電路參數(shù)的條件下，得到圖6的計算結(jié)果。如圖6所示， Rout， ni在高頻段的幅值較低，而且隨著L4 的增加Rout， ni的幅值逐漸減小。因此增加L4 可以改善LNA的高頻噪聲性能。兼顧噪聲抵消和輸出匹配的要求，通過仿真，選取L4 =616 nH， Rf = 1 kΩ， Cf = 0. 9 pF，M3 = 45μm /0. 18μm，M4 =90μm /0. 18μm。

圖6　Rout， ni的Matlab仿真結(jié)果

3　仿真結(jié)果

對 于本文設(shè)計的3 - 5 GHz超寬帶低噪聲放大器，采用SM IC 0. 18 - μm RF CMOS 工藝， 使用ADS2008進行仿真，電源電壓為1. 8 V，核心電路和輸出緩沖級分別消耗電流9 mA和2. 4 mA，電路總功耗約為20. 5 mW。如圖8所示，電路輸入輸出匹配良好，反向隔離度合格。圖7 中，“方格”標識的曲線為L3 = 0時的S21 ，“圓圈”標識的曲線為L4 =115 nH時的噪聲系數(shù)。可見， L3 有效地增加了工作頻段內(nèi)的增益，同時補償了高頻增益損失，使最大增益從15 dB提升至18 dB，這與本文式（12） 、式（13）和式（14）的分析是一致的。對比兩條噪聲系數(shù)曲線知，在3. 5 - 5 GHz頻段內(nèi)，噪聲消除技術(shù)均提供了不同程度的噪聲優(yōu)化，最大噪聲系數(shù)從大于3 dB下降至2. 84 dB，這與本文對圖6的分析是一致的。

如圖9所示，電路在4. 5 GHz取得- 12. 9 dBm 的IIP3。表1是超寬帶LNA性能參數(shù)匯總及對比。

表1　性能參數(shù)匯總及對比

圖7　S21和噪聲系數(shù)仿真結(jié)果

圖8　S參數(shù)仿真結(jié)果

圖9　輸入三階截斷點仿真結(jié)果

4　結(jié)論

本文基于SM IC 0. 18μm RF CMOS工藝，設(shè)計了可以工作于3～5 GHz頻段的超寬帶低噪聲放大器。對電路的輸入匹配和增益進行了分析，對噪聲消除技術(shù)進行了推導。仿真結(jié)果表明，該放大器在工作頻帶內(nèi)的各項指標滿足超寬帶系統(tǒng)應(yīng)用。