今天，我們來看一看在一個真實電路中測量反向恢復的方法。

測量一個同步降壓轉換器中的反向恢復不太容易。電流探頭太大，并且會大幅增加功率級環路中的電感。而且電流探頭的帶寬也不夠。

使用一個分流電阻器怎么樣？這聽起來是可行的，不過你需要確保這個器件不會引入過大的環路電感。我找到了幾個電阻值在10mΩ，并且具有“低電感”的電阻器。

我很想把這個器件放在同步FET的源極上，不過會有兩個問題：

分流電阻器上會出現柵極驅動電流，以及恢復和負載電流。

這個分流電阻器將增加電感，會由于高di/dt電流而影響到下橋柵極驅動。

其中一個解決方案就是將分流電阻器放在上橋MOSFET的漏極內，這樣的話，分流電阻器就不會影響到柵極驅動了。Vishay VCS1625/Y08500R01000F9R就具有這樣的功能—它內置有開爾文連接，并且具有能夠減少電感的結構。請見圖1。

圖1：分流電阻器（Vishay公司生產）

硅MOSFET恢復測量

為了用一個硅MOSFET橋獲得基線Qrr測量值，我掏出一把切割刀，在TPS40170EVM-597上為分流電阻器辟出了一個安全島，并將這個分流電阻器放置其中。我使用的是一條50Ω SMA至BNC電纜，將信號傳送到這個示波器（與50Ω的電阻值端接）。我串聯了一個50Ω的電阻器，這樣的話，我得到一半的信號值，不過沒有振鈴。注意在同時使用不同類型的探頭時要進行失真調節！

需要注意的一點是，當分流電阻器位于頂端時，這個示波器被接地至正輸入電壓軌。這意味著電源正輸出被接地（負電源接至降壓轉換器），任何其它測試設備，比如說負載測試器，一定不能使流經示波器連線的電源短路。圖2顯示的是經修改的評估模塊 (EVM) 電路原理圖。

圖2：用于反向恢復測量的經修改的硅橋

圖3顯示了插入分流電阻器后的TPS40170 EVM。

圖3：EVM探測技術

圖4顯示的是開關節點，以及300kHz, 24VIN, 5VOUT 和4AOUT 時的分流波形。

圖4：硅橋開關波形

在圖4中，黃色是軟件節點，而紫色表示的是頂部FET漏極電流。電流平均值的“三角”波形與4A負載完美匹配 -> 20mV = 4A。

在圖5中，針對TPS40170/硅MOSFET的高亮反向恢復電荷用紅色顯示（使用的是CSD185363A）。峰值恢復電流為18A左右 (90mV)，據我估算，對于24V*300KHz*100nC = <720mW的損耗，Qrr大約小于100nC。需要注意的是，這個電流在“紅色區域”內的部分在開關節點上升時流入負載，所以估算值也許會比Qrr高一點。

圖5：硅橋反向恢復

想象一下這種情況！每3.3μs從輸入電源汲取一個18A、12ns寬的電流脈沖。高di/dt將導致所有功率級中的環路電感產生出電壓，并且有可能造成運行問題。幸運的是，TPS40170EVM-597具有一個可以緩解這些問題的極佳布局布線—實際上，這些問題并不會一直出現。

進入GaN—恢復在哪？

我使用了同樣的技術來測量LMG5200 GaN（氮化鎵）EVM。我首先當LMG5200EVM在負載為4A，將24V驅動為5V時，抓取了一個LMG5200EVM開關節點電壓的參考示波器波形圖。我使用的是一臺安捷倫33220A，在300kHz時，將一個固定的21%左右的占空比驅動至LMG5200 PWM輸入。請見圖6—通道1顯示的是開關節點波形。

圖6：LMG5200 GaN開關波形

我將高/低驅動信號包括在內，作為參考（通道3&4）。這個“體二極管”傳導比MOSFET的體二極管有更高的壓降—我在這段時間看到的壓降是2.5V左右，而不是大約0.6V。我抓取了這幅示波器波形圖的原因在于，我將要在輸入環路中增加一個會導致更多振鈴的電阻器/電感。

圖7顯示的是在我將分流電阻器添加到上橋GaN器件的漏極后的變化。

圖7：GaN開關波形探測技術

需要注意的是，我必須用一個電平位移電路（簡單的PNP和電阻器）來將300kHz 21%占空函數發生器信號從“接地”（現在為24V電源的正值側）電平位移至-24V上的PWM輸入。如果不這么做的話，當把示波器感測放置在正電壓軌上時，我將會遇到一個接地競爭（或者被稱為保險絲熔斷）。圖8顯示的是開關節點（黃色）和最高GaN電流（紫色）。

圖8：分流電阻器被插入時的LMG5200 GaN開關波形

通過放大圖9，可以看出恢復電流已經消失（紅色區域沒有了）。由于感測電阻器增加的電感，還有一點點額外的振鈴，不過沒有恢復損耗或相關問題。你會發現開關和開關節點電容損耗依舊存在，但是GaN上不會出現導致基于硅MOSFET的轉換器問題的反向恢復—這真讓人松了一口氣！

圖9：GaN Qrr測量值

審核編輯：郭婷