像WCDMA這樣的線性調制方案允許更高的數據速率和每個載波的多個無線連接，但引入了高峰均比的載波信號。因此，放大器現在必須在很大程度上后退，以滿足相鄰通道泄漏的限制。由于PA的后退越多，PA（功率放大器）的效率就越低，因此應用線性化技術將最大效率與最小IM（互調）相結合。本應用筆記詳細介紹了在優(yōu)化IC性能的同時調諧MAX2009/MAX2010模擬預失真器的不同技術。

介紹

像WCDMA這樣的線性調制方案允許更高的數據速率和每個載波的多個無線連接，但它們也引入了載波信號的高峰均比。與恒定包絡調制方案不同，在恒定包絡調制方案中，PA（功率放大器）可以驅動到壓縮狀態(tài)，現在放大器必須在很大程度上后退，以滿足相鄰通道泄漏的限制。由于PA越后退，PA效率就越低，因此采用線性化技術將最大效率與最小IM（互調）相結合。

眾所周知的線性化技術，例如前饋（FFW）和數字預失真（DPD），價格昂貴，需要相當大的空間。因此，需要一種使用很少組件且易于處理的方法。

與FFW或DPD相比，MAX2009/MAX2010模擬RF預失真器只需極少的外部元件，易于調整，并提供相當多的線性化。

MAX2009/MAX2010依靠RF頻率的AM-AM和AM-PM曲線校正來改善IM3和ACPR性能。在內部，芯片測量信號功率，并根據電流信號的幅度扭曲相位和增益預失真。雖然AM-AM和AM-PM校正依賴于無存儲器電路，但AB類放大器仍然可以受益于Maxim器件產生的負失真，并顯著提高性能。

與所有線性化技術一樣，良好的信號削波算法可以降低PA之前信號的峰均比（不超過EMV限值），有助于模擬預失真。將MAX2009/MAX2010與適當的信號削波結合使用是一個很好的組合。

一般預失真理論

給定正弦RF輸入信號，RF頻率下的放大器壓縮失真通常如圖1所示。預失真器使輸入信號失真，以抵消放大器增加的失真。結果是凈線性傳遞函數。

圖1.幅度失真?zhèn)鬟f函數。

相位失真的工作方式大致相同。大多數放大器傾向于隨著幅度的增加而延遲輸入信號。這意味著輸出信號的相位隨著幅度的增加而減小。預失真的相位部分通過減少延遲作為幅度的函數來做相反的事情。最終結果是一個恒定延遲傳遞函數。

圖2.相位失真?zhèn)鬟f函數。

前面的數字顯示了瞬時V在/V外特性。對于RF放大器來說，即使不是不可能，也很難獲得這一點。在給定無存儲器系統(tǒng)的情況下，只需繪制AM-AM和AM-PM圖，就可以完全表征放大器的非線性行為。AM-AM和AM-PM圖的示例如圖3所示。輸入信號為單頻;X軸是輸入功率;AM-AM和AM-PM圖分別顯示了增益的大小和相位。請注意，相位壓縮在幅度壓縮發(fā)生之前開始。這對于選擇合適的模擬預失真方法非常重要。

圖3.上午-上午和上午-下午圖。

每個實際可實現的放大器都顯示出一定程度的非線性，這可以用泰勒展開表示的非線性傳遞函數來描述：

VOUT = K0 + K1VIN + K2VIN2 + K3VIN3 + ... + KNVINN

偶數常數產生的諧波遠離基波，因此微不足道。此外，產品的大小隨著階數的增加而減小。因此，在大多數情況下，僅使用三階和五階乘積就可以以足夠的精度描述實用的非線性放大器。根據所需的線性化量，在某些情況下，高階產品可能變得很重要。更高的 K3， K5...變得，放大器的非線性程度越高。這導致AM-AM和AM-PM曲線越來越偏離理想的直線。任何類型的放大器預失真的目標都是盡可能改善系統(tǒng)的AM-AM和AM-PM行為，從而最大限度地減少不需要的互調產物。

如何準備預失真的放大器

MAX2009/MAX2010的一般功能是擴展相位和增益，以補償放大器的相位和增益壓縮。這個過程對應于線性映射，其中功率晶體管壓縮曲線的每個點都被賦予一個相位和增益校正值。實際上，放大器在一定程度上受到記憶效應的影響。與每個半導體元件一樣，功率晶體管的特性隨溫度而變化。由于功率放大器的效率有限，大部分功率將轉化為熱量。這是在幾個不同的時間常數下發(fā)生的。加熱整個放大器可能需要幾分鐘;加熱晶體管封裝可能需要幾秒鐘，但加熱LDMOS通道的時間常數在微秒范圍內。1因此，如果信號的包絡功率變化非常快，例如，與WCDMA一樣，有源通道的溫度將不會保持不變，而是隨著調制而變化。這會導致記憶效應。簡單地說，放大器在壓縮曲線上下驅動時表現不同，因為從峰值向下驅動時，其通道溫度更高。對于CMDA信號，這可能會影響以下多個數據芯片，這意味著大量的EVM和互調產物。

管理記憶效應

記憶效應可以用不同的方式顯示（圖4）。最直接的方法是使用量身定制的CDMA代碼，使平均功率較低，并且兩個連續(xù)的高峰值具有相同的峰值功率。如果放大器的解調輸出信號顯示不同的峰值幅度，則表明記憶效應。

圖4.記憶效應。

識別放大器存儲器效應的更常用方法是測量輸出頻譜。IM 邊帶不相等表示放大器內存效應（圖 5）。

圖5.顯示記憶效應的放大器輸出頻譜。

無存儲器模擬預失真器只能改善失真的非存儲器部分，因此必須對放大器進行優(yōu)化，以實現最小的存儲器效應。

存儲器效應有多種來源，并非所有來源都受到電路設計人員的影響。設計人員無法最大程度地減少LDMOS通道的發(fā)熱，但適當冷卻包括所有驅動器的有源器件是有幫助的。

其他記憶效應來源可以通過適當的電路設計來減輕。在調制帶寬范圍內的頻率下，必須很好地阻斷電源，以避免由于載波調制引起的電源電壓變化。

當針對最大增益進行優(yōu)化時，輸入偏置匹配通常針對高阻抗進行優(yōu)化，但這會使非線性柵極電容產生最大的影響。如果匹配略有失諧，放大器增益可能會降低幾分之一dB。但是，這可以大大減少記憶效應。經驗2已經表明，如果放大器在比信號帶寬寬更寬的頻率范圍內針對平坦傳輸特性進行優(yōu)化，則可以降低記憶效應。使用市售PA測試板測試MAX2009時，可能很難改變電路板的偏置電路。在這種情況下，以不同于優(yōu)化頻率的頻率操作電路板會很有幫助。或者，在放大器帶寬內嘗試不同的頻率。如果IM邊帶在不同的頻率下看起來不同，則電路設計不當會導致內存效應。如果在不同頻率下可能的IM改進量不同，則匹配并不理想，并且還有很大的改進空間。

最后，驅動進入最終放大器級的驅動器級的輸出阻抗有其自身的影響。如果使用市售的驅動放大器EV（評估）板，如果在50Ω負載下測量，該板可能針對高增益和效率進行了優(yōu)化。在所需頻率下，電路板的輸出阻抗可能與“實際”50Ω或多或少不同。因此，值得使用網絡分析儀測量驅動器的輸出阻抗，然后嘗試通過添加并聯電容器或電感來最小化輸出電抗。在某些情況下，這增強了預失真器可實現的IM改善量。誠然，這是一種相當經驗的方法。然而，在大多數情況下，無法正確確定下一個最終放大器級的輸入阻抗，因為所需的輸入功率太高，無法在實際條件下執(zhí)行網絡分析儀的測量。

AB類放大器的預失真

在當前大多數采用非恒定包絡調制方案的應用中，例如WCDMA，之所以使用AB類放大器，是因為它們將比A類高得多的效率與合理的線性度相結合。

圖6、圖7和圖8顯示了帶有LDMOS驅動放大器的AB類LDMOS PA的輸出頻譜示例。MAX2009的模擬預失真降低了ACPR和IM3。

圖6.輸出頻譜在 P外= 19W（摩托羅拉MW41C2230和MRF21085）。?

測量條件（測量設置如圖9所示）：
雙載波WCDMA信號，3.84Mcps （3GPP）
PB_IN* = 1.46V
PF_S1/2* = 4.1V
PD_CS1* = 5V
PD_CS2* = 0V

*參見MAX2009/MAX2010數據資料，了解不同控制方式的說明 電壓。

圖7.輸出頻譜在 P外= 38W（摩托羅拉MW41C2230和MRF5P21180）。

測量條件（測量設置如圖9所示）：
雙載波WCDMA信號，3.84Mcps（3GPP）
PB_IN = 1.52V
PF_S1/2 = 4.9V
PD_CS1 = 0V
PD_CS2 = 0V

圖8.P時單載波的輸出頻譜外= 19W（摩托羅拉 21085）。

測量條件（測量設置如圖9所示）：
單載波WCDMA信號，3.84Mcps （3GPP）
PB_IN = 1.6V
PF_S1/2 = 5.0V
PD_CS1 = 5V
PD_CS2 = 0V

圖9顯示了這些實驗中使用的典型測量設置。

圖9.典型測量設置， 注意ACPR值不包括MAX2009的失真，PB_IN設置為5V可將失真降至最低。

如何正確調整MAX2009/MAX2010

本文所述的MAX2009/MAX2010調整方法不是唯一可能的方法，但事實證明它非常快速，可以產生最佳結果。

第 1 步：將預失真器插入您的陣容中。目標是在相位部分的平均輸入功率在8dBm和12dBm之間，以獲得10dB峰均信號。僅連接階段部分。將PB_IN = 5V設置為有效關閉相位擴展。在預失真器之后調整增益/衰減，以從PA獲得正確的輸出功率。

第 2 步：測量進入主 PA 的 ACPR。它應該比您試圖通過預失真實現的目標 ACPR 至少好 3dB。

步驟3：對于標稱斜率設置（PD_CS1 = 0V;PD_CS2 = 5V;PF_S1 = 5V），慢慢調低PB_IN。將頻譜分析儀設置為快速掃描和低平均（即平均 = 4）。降低PB_IN會增加預失真器產生的失真。調整PB_IN以獲得最佳性能。如果未看到性能改進，則在性能開始下降的點保留PB_IN。

如果沒有性能降低或改善的PB_IN值，則預失真器的平均輸入功率太低。預失真器不能產生足夠高的失真水平。如果在PB_IN = 5V時ACPR下降，則預失真器的平均輸入功率過高。

第 4 步：微調PF_S1和PB_IN以獲得最佳性能。PF_S1變容二極管偏置，可以超過5V。調整控件以從上限和下邊帶獲得相同的 IM3/ACPR 性能。

如果使用PF_S1 > 5V獲得最佳性能，則將PD_CS2更改為0V。這應該使最佳PF_S1電壓在5V范圍內。

如果PF_S1 <0.5V獲得最佳性能，則PD_CS1更改為5V。這應該使最佳PF_S1電壓大于0.5V。不希望具有低PF_S1電壓，因為RF信號可以打開變容二極管。這會顯著降低性能。

第 5 步：調整 PA 的直流偏置電壓，以進一步提高性能和效率。改變偏置電壓往往會改變下/上邊帶功率差以及相位差。這是獲得最佳性能的非常重要的步驟。

步驟6：重復步驟4和5，直到沒有進一步的改進。

相位部分表現出一些寄生增益擴展，這取決于輸入功率。這種寄生行為可能是有益的，并且可以提供一些額外的改進。一旦為初始配置找到了最佳調諧，就值得嘗試不同的平均輸入功率，看看是否可以實現更好的改進。但是，必須注意確保平均輸入功率的變化不會降低所有預驅動器產生的ACPR/IM3。

放大器的自發(fā)熱會改變性能。一旦放大器的溫度穩(wěn)定下來，一定要調諧放大器。

如果沒有獲得改善或只是為了檢查預失真的結果，則應測量放大器的壓縮行為。使用網絡分析儀無法做到這一點，因為增益掃描的兩個連續(xù)測量點之間的時間太長。通過如此緩慢的測量，放大器有足夠的時間來適應新的功率電平。實際上，由于調制的包絡，功率電平變化很快。為了表征放大器在實際工作條件下的失真，必須使用激勵信號來測量失真，這些激勵信號顯示峰均比和類似于所需調制方案的帶寬。一個名為AMPTUNE的軟件包，可從羅德與施瓦茨獲得，3允許在實際工作條件下對PA進行壓縮測量。

圖10所示為使用MAX2009預失真器在預失真前后輸出功率電平為38W時180W LDMOS晶體管的AM-PM行為。在這種情況下，應用是WCDMA，因此使用峰均比為10dB的5MHz寬噪聲信號作為激勵。

圖 10.使用 AMPTUNE 軟件進行相位壓縮測量。3

請注意，軟件程序顯示壓縮曲線以及計算出的擴展，這對于線性化放大器是必要的。

其它使用MAX2009/MAX2010的示例

MAX2009/MAX2010根據信號幅度擴展相位和增益，以補償放大器的壓縮。這不一定必須在系統(tǒng)的末端頻率進行，但也可以在IF級中完成。因此，這種方法將MAX2009/MAX2010應用的范圍從器件的0.1GHz擴展到2.5GHz，用于衛(wèi)星通信等其他領域（圖11）。

圖 11.MAX2009/MAX2010在IF級的預置。