隨著自動駕駛的發展和越來越多的自動駕駛功能，車輛中的高速數據傳輸通道與車輛安全的相關性越來越大。這意味著車輛零部件需要全新的設計特征，并且OEM必須在架構定義和通信協議選擇期間考慮物理通道屬性的限制。

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新一代汽車架構A.分散與融合的架構方法 現代豪華車可以包含多達100個基于多個專有操作系統的電子控制單元(ECU)。這涵蓋了簡單的控制程序、復雜的實時多功能操作系統，或支持日益復雜的信息娛樂和駕駛員輔助系統等的嵌入式平臺。 作為完全自動駕駛系統的“前身”，今天，高級駕駛員輔助系統(ADAS)的數量和復雜性正在不斷增加，這導致基于ECU的傳統架構負載已接近極限。因此，OEM需要開發新的解決方案，用以管理更高復雜性和數據吞吐量。通過將功能聚合到域并融合ECU，OEM可以優化線束的重量并降低連接復雜性。這可以減少所需組件的數量和總體成本。經典的分散架構方法和全新的融合架構方法之間的區別如圖1所示。

圖1：經典架構與衛星架構 B.面向服務的架構 在高速數據連接和計算性能方面，ADAS應用集成是OEM在設計車輛架構時面臨的最大挑戰之一。高分辨率攝像機和高性能傳感器（如RADAR和LIDAR）生產并需求大量數據。在車內，數據必須由強大的計算系統處理并遠距離傳輸。出于安全原因，ADAS集群具有冗余計算平臺。高優先級ADAS數據也會傳輸到與ADAS系統物理分離的輔助計算平臺。如果ADAS完全宕機，該數據可用于激活緊急模式，以使車輛安全停車。 圖2顯示了可以在新一代車輛數據網絡架構中實現的不同網絡技術的融合。作為主要控制單元，高速計算域需要對稱、穩健、易于實施且標準化的網絡技術，以及高性能的骨干連接，如以太網。

圖2-網絡技術 攝像機和顯示器通常需要具有單向高速數據速率的非對稱鏈路。對于這些連接，近年來已經建立了由序列化器和反序列化器芯片組構成的簡易化物理層。通常，其他傳感器和執行器需要更低的數據速率，因此能夠使用更具成本效益且十分成熟的總線技術，如CAN(-FD)或LIN。實現不同網絡技術和協議之間數據傳輸的網關將在這些新架構概念中發揮重要作用。

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面向下一代汽車的通信技術A.異構高速芯片格局和標準化趨勢 多年來，汽車行業早已部署了以太網，目的是實現診斷并為信息娛樂系統提供支持。通過增添確定性時序功能，以太網的應用范圍可顯著擴大。例如，為降低成本，以太網可用作域間控制器網絡的網絡骨干介質，并用于代替現有串行網絡（如MOST和FlexRay）。 以太網在架構設計方面具有靈活性，支持線形、星形和混合ECU連接結構。因此，它被認為是汽車應用中眾多拓撲配置的首選方案。 不過，由于最初的以太網標準不是針對時間或安全關鍵型應用而創建的，其在汽車應用領域的適用性已成為電氣與電子工程師協會(IEEE)多個工作組的焦點，他們致力于增添特別適用于汽車環境的功能。 最初用于建筑物的以太網電纜非常厚，具有雙屏蔽層，而且相當不靈活。后來采用的是更輕便、更具成本效益的非屏蔽雙絞線電纜，這使得以太網在汽車市場越來越具有吸引力。 100BASE-T1 BroadR-Reach推出并推廣了最高數據速率可達100Mbps的100BASE-T1以太網技術。此項技術得到了OPEN聯盟特別興趣小組的進一步支持，包括不同OEM以及ECU、芯片和連接器供應商。100/1000BASE-T1的可行應用包括：連接到具有360度全景視圖的后視攝像頭、基于雷達和激光雷達的防撞系統以及駕駛員駕駛艙系統和信息娛樂解決方案。

2017年，IEEE成立了新的工作組，旨在將汽車以太網數據速率提高到千兆級別。NGAUTO工作組正在開發適合數據速率為2.5、5和10Gbps的全雙工屏蔽差分電纜的千兆位標準（IEEE P802.3ch）。10Gbps以太網標準的最新進展包括初步通道規范的建立。 該規范根據適用的汽車級電纜以及通道分析數據（由作為該聯盟的積極參與者的TE提供），將使用的通道帶寬限制為4GHz（用于回波損耗和插入損耗）以及5.5GHz（用于耦合衰減）。 對于高分辨率攝像頭和顯示器連接，近幾年OEM并沒有選擇部署全面覆蓋式的以太網，而是選擇了由發送器側的串行器芯片和接收器側的解串器（“SerDes”）組成的非對稱點對點鏈路。采用APIX II、GMSL、FPD IIILink的最新一代產品可基于單根同軸電纜或差分電纜實現高達3Gbps的數據速率。2019-2020年，OEM將首次在汽車架構中應用采用此技術的下一代產品。 OEM可在一個通道上實現高達6Gbps的數據速率，或者在組合兩個通道的情況下實現12Gbps的數據速率。與以太網不同，SerDes協議尚未標準化。因此，芯片供應商即將推出多種專利解決方案，這些解決方案通常彼此不兼容。許多OEM以及設備和芯片制造商已開始致力于實現標準化，其中汽車顯示屏和攝像頭鏈路是重中之重，目的是減少市場上不兼容SerDes型號的數量。 SerDes IC通常支持用于攝像頭和顯示屏的同軸電纜和差分電纜。與以太網相比，SerDes系統提供非對稱鏈路，這表示一個方向（下游通道）的數據速率遠高于另一個方向（上游通道）的數據速率。對于此類應用，該配置已經足夠，因為攝像頭會提供高速數據，但只接收具有更低數據速率的控制信號。而在另一邊，顯示單元為高速數據的接收器，但發送到ECU的僅為控制信號。（例如在使用觸摸屏功能的情況下） 這種非對稱方法降低了物理復雜性和回波損耗方面的通道要求。因此，與具有相同數據速率且基于全雙工以太網的實現相比，OEM可創建更具成本效益且特定于應用的系統。為此，下一代架構可能兼具以太網和SerDes。 B.基于芯片實現和通道的系統性能 圖3所示為完整的數據通信系統，其中包括物理層（PHY）內的通道和收發器芯片組（集成電路，即IC）。通道包含兩個連接器（PCB連接器）和各種電纜段（具體取決于鏈路拓撲），這些電纜段通過中間連接器連接。系統的最大可用數據速率由芯片復雜度和通道復雜度共同決定。

圖3 如想降低芯片組的成本、尺寸和功耗，可以通過簡單調制（例如,具有兩個幅值的脈沖幅度調制，即PAM-2）降低均衡、濾波或數字信號處理的復雜度。然而，要利用此類低復雜度方法來達到高數據速率，需要大帶寬下具有低衰減和線性頻率響應的寬帶通道。 系統供應商經常遇到以下情況：通道僅提供有限帶寬，頻率響應呈非線性或通道組件引起強回聲。可通過在芯片級增加實現復雜度來應對此類次優場景。 為此，整個系統開發聯盟的各方必須對芯片復雜度和通道復雜度之間的權衡加以分析，以便確定平衡解決方案，優化系統，從而實現目標數據速率。例如，TE Connectivity和Fraunhofer Institute IIS根據汽車要求（例如鏈路長度為10-15m的拓撲、EMI性能、信號完整性和IC實現限制）進行了通道容量分析。此研究的目的是評估可用汽車通道的最大數據速率。

圖4

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高性能通道設計的連接器穩健性 隨著ADAS系統的功能級別變得越來越復雜，攝像頭和傳感器數據鏈路的性能和可靠性變得越來越重要。 同時，高數據速率可充分利用通信鏈路的數據容量和芯片側更復雜的物理層實現。隨著市場需求不斷推動解決方案逼近物理限制，實際系統性能已越來越接近物理極限。 因此，組件開發人員的穩健性評估和對所有關鍵容差的考量，變得越來越重要。此外，所需帶寬較大時，鏈路預算較低，在進行與組件選擇和最大鏈路長度相關的架構設計時，自由度會受到限制。 圖5所示為典型的汽車以太網鏈路示例。左側在理想實驗室條件下測得的通道性能是一個很好的例子，可證明鏈路性能和應用限制線之間的差距較大。

圖5 但是，當考慮所有元件公差（例如，電纜和連接器阻抗）與環境影響（例如，溫度影響、濕度和老化）時，差距會大大減小，如右側曲線陣列所示。因此，必須在系統設計過程中綜合考慮所有這些系統參數，以便在考慮了所有上述影響的最差情況下也能滿足應用要求。

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可用通道B的帶寬與長度限制 為了計算通信通道上可達到的最大數據速率，使用Shannon-Hartley數據容量定義定理，如表達式(1)所示：

表達式(1)以bit/s為單位描述通道的數據容量(C)，其中高斯白噪聲作為基于信號(S)和噪聲(N)功率的給定頻率帶寬(BW)。按帶寬標準化表達式(1)，得到上面表達式(2)所示的數據容量密度（C'，單位為bit/s/Hz），即可計算噪聲功率分布與高斯白噪聲不同的實際通道的數據容量。

隨后可對信噪比進行數值計算，以獲得足夠小的離散頻率帶寬步長，從而假定其中的高斯白噪聲。此計算的基礎是圖6所示的通道模型。總噪聲功率密度(PD Ntotal)是所有干擾的總和。在當前的研究中考慮了外部EMI源(PDEMI)、雙工操作模式下的上游信號(PD Txup)和其他干擾(PD N)，例如接收器噪聲。通道插入損耗函數(IL)也可以反向包括在總噪聲功率密度內。 通過這種方式，可以利用成形發射器信號功率密度(PD Txshaped)和總噪聲來輕松地計算數據容量密度。成形發射器信號功率密度可以通過使用圖7所示的注水算法(注水算法是通信信道均衡策略通信系統設計和實踐中思想的總稱。顧名思義，正如水即使在具有多個開口的容器的一部分中也能找到其液位一樣，由于帕斯卡定律，通信網絡中繼器或接收器中的放大器系統將每個通道放大到所需的功率水平，以補償通道損傷)來確定。

圖7 從最低級別開始，該迭代方法試圖通過以超過噪聲功率的方式分配可用發射器(Tx)功率來確定功率密度函數。可以將該過程比擬成向池塘注水，其中噪聲功率密度標記為池塘的底部。當所有可用功率耗盡時，算法完成。在此研究中，EMI輻射掩蔽用作額外約束，以確保滿足汽車EMI要求。 掩蔽標記了注水算法允許的最大發射器功率密度。它是通過將汽車排放限值除以EMI出口傳遞函數(TFE)來計算的。圖7對相關算法進行了說明。 總的可用發射器功率取決于最大驅動器電壓和通道阻抗。使用3.3V CMOS技術和差分信號的100Ω阻抗或同軸電纜的50Ω阻抗進行數 據容量分析。系統開發人員必須考慮雙工操作模式下的額外余量需求，以確保發送（下游）電壓和接收（上游）信號的疊加不超過電源電壓。 進行12.1dBm發射器平均功率的典型計算時，可得到100Ω差分對應電纜上的峰值電壓為2.5V。峰值和平均(rms)功率之間的比率取決于調制格式，估計為6dB。此峰值電壓仍支持相反方向上數據速率不對稱且發射器功率降低的雙工操作。在此示例中，為了反映需要低數據速率反向通道的現有用例，我們假設單工傳輸模式也存在1:20的上游和下游數據速率之比。 圖7中的示例給出了2.1GHz帶寬下超出噪聲功率密度（藍色曲線）的發射器總可用功率的分布，輻射掩蔽相當于上限。結果為成形發射器功率密度（紅色曲線）。當可用功率耗盡時，在較低頻率范圍內達到-77.7dBm/Hz的最大功率密度。 現在，我們可以通過確定所分析頻率帶寬上的數據容量密度的積分值來計算總數據容量（示例中為2.1GHz帶寬，9.7Gbit/s）。之后可以重復此迭代算法以增加帶寬，得到數據容量與帶寬的關系曲線，如圖8所示。

圖8 當所示示例通道的可實現數據速率對應的帶寬增加到2.7GHz，并且隨著頻率增加時，容量不會再增大。主要原因是電纜的插入損耗增加，需要更高的發射器功率，而不是使用更高的頻率進行數據傳輸。 銅介質的最大可用頻率和可實現的數據速率取決于可用發射器功率，以及由電纜插入損耗以及鏈路長度引起的衰減。所分析的汽車電纜具有0.14mm2的絞合線，在單工操作模式下可實現10Gbit/s的數據速率，最長可達10m。 對于雙工操作或長度增加10~15m的情況，則需要較大的橫截面積（0.22~0.35mm2）。所分析案例的最大可用頻率不超過4GHz。這需要使用更復雜的數據編碼和多級脈沖幅度調制(PAM)來實現PHY芯片。 如果OEM接受減小正在測試的特定應用的通道長度，則可以將數據速率提高到約20Gbit/s。這些通道還可使用兩級PAM實現復雜度較低的PHY芯片，數據速率為10到12Gbit/s。 從連接器的角度來看，限制參數是回波損耗。如果反射過高，則雙工操作的數據速率會顯著降低。模擬表明所使用的工作頻率帶寬內所需的連接器回波損耗大于15到20dB，在單工操作的情況下可放寬要求。 對于上游和下游數據使用單獨鏈路的雙路應用，這可能是一個有意義的選擇。它還允許OEM使用更簡單、更實惠的PHY芯片組。在這種情況下，需要能夠針對一個通道支持多路的連接器。研究還表明，可實現的數據速率顯著依賴于EMI要求。因此，需要耦合衰減處于-60dB范圍或更優范圍的完全屏蔽的電纜和連接器。通道容量分析無法體現STP與同軸電纜的偏好。不過，它體現了與電纜直徑、系統成本和電子控制單元的EMI設計相關的因素，這些因素與汽車應用中兩種替代方案的特定用例相對應。圖9匯總了不同通道參數分析結果。

圖9

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結論 綜上所述，可以得出結論，對于典型的汽車電纜，可用頻率帶寬保持在10GHz以下。根據電纜類型和鏈路長度，在芯片端采用適當的調制方案，單個通道上的數據速率可達到約20Gbit/s（參見圖9）。 但是很明顯，未來系統的性能要求會使汽車通道達到其物理限制。這意味著車載數據網絡架構的設計人員需要仔細考慮適當的電纜類型、鏈路長度以及連接器的選擇。