在實際的應用中，電子系統(tǒng)會遇到一些超低壓差的BOOST變換器，如基于USB供電的系統(tǒng)，由于考慮到USB線上的壓降，會采用一個升壓的BOOST變換器，將電壓升到5V以上，如5.15V，5.2V或5.25V。通常USB口由于輸出負載的影響以及主機USB電源管理功能的差異，其電壓會在4.75V到5.1V之間波動，對于從4.5-5.1V的輸入升到輸出為5.15V的BOOST變換器，當輸入為最高的5.1V而輸出5.15V時，設計就會有遇到一些問題。在本文中將討論這種變換器設計的問題，并給出相應的方案，從而為電子工程師提供一些設計的指導。

1 超低壓差Boost變換器的設計問題

基本常規(guī)的Boost變換器的結(jié)構(gòu)見圖1所示，功率MOSFET為主開關(guān)管，D為輸出升壓二極管，如果把二級管換為功率MOSFET，則為同步Boost變換器。

圖1：Boost變換器

在開關(guān)管導通時，電感激磁，電感電流線性增加存儲能量，輸出電容提供全部的輸出負載電流。

（1）

開關(guān)管關(guān)斷時，電感去磁，電感電流線性降低加，輸入電源和電感向輸出負載提供能量。

（2）

由（1）、（2）上兩式可以得到：

（3）

若Vin=5.1V，Vo=5.15V，VF=0.4V，可以得到：D=8.1%。

電流模式的BOOST變換器，電流檢測信號有一定的延時，同時為了消除開通前沿的電流尖峰導致內(nèi)部信號誤動作，電流檢測信號通常都設有前沿消隱時間LEB，這也是PWM控制器固定的最小導通時間 ［1］ ，一般在50-250nS的范圍。

若BOOST變換器的開關(guān)頻率為1MHz，LEB=100nS，從5.1V升到5.15V的導通時間為=81nS，小于系統(tǒng)的100nS值，這時候，在每個導通的周期，輸出電壓會沖到很大的值，PWM控制區(qū)器將進入跳脈沖的工作狀態(tài)［2］ ，輸出電壓紋波很大，如果BOOST變換器沒有輸出過壓保護功能或這個功能保護時間慢，輸出電壓的過沖有可能會損壞后面的芯片。

2 解決方案

由于PWM的最小導通時間是系統(tǒng)固有的值，不可以改變，從公式（3）可以得出：增大占空比或減小開關(guān)頻率，可以提高在最高輸入電壓時導通時間Ton，從而使實際的最小Ton的大于系統(tǒng)固有的最小導通時間Ton（min），這樣輸出電壓就一直處于調(diào)節(jié)的范圍，系統(tǒng)不會進入跳脈沖模式。

如果Boost變換器的開關(guān)頻率可以從外面來設定，那么就可以調(diào)整開關(guān)頻率。在一些手持式系統(tǒng)中，一般會采用盡可能高的開關(guān)頻率，以減小相應的電感和輸出電容的體積，從而降低系統(tǒng)的體積并降低系統(tǒng)的成本。因此工程師一般不會采用低的開關(guān)頻率。

同時，目前許多單芯片集成MOSFET 的Boost變換器的開關(guān)頻率是固定的，以去掉外置的電容和IC的一個管腳。這樣一來，開關(guān)頻率無法從外面進行調(diào)整，只有想方法增大占空比。

從公式（3）可以看出，提高VF的值可以增大占空比，那么就可以采用圖2的方法，輸出串聯(lián)一個二極管，從而提高最小的占空比值。

圖2：增大BOOST變換器最小占空比

此時，占空比為：。

同樣，若Vin=5.1V，Vo=5.15V，VF=0.4V，可以得到：D=14.3%。串聯(lián)一個二極管后，占空比從8.1提高到14.3，導通時間為143nS，大于系統(tǒng)的100nS值。這種方法的缺點是額外的增加一個元件，同時系統(tǒng)效率降低。

3 結(jié)論

通過在輸出額外的串聯(lián)一個二極管可以提高系統(tǒng)的最小占空比，避免系統(tǒng)進入跳脈沖的工作狀態(tài)，產(chǎn)生大的紋波，適合于開關(guān)頻率固定，超低壓差的BOOST變換器。額外串聯(lián)的二極管降低系統(tǒng)的效率。