6N139是一款高增益耦合器，這一系列使用一個發光二極管 （LED） 和一個集成高增益光檢測器來提供輸入和輸出直接的極高電流傳輸比。

該高增益耦合器系列使用一個發光二極管 （LED） 和一個集成高增益光檢測器來提供輸入和輸出直接的極高電流傳輸比。 光檢測器和輸出級之間具有獨立引腳，從而實現 TTL 兼容的飽和電壓和高速操作。VCC 和 VO 終端可能被綁到一起來實現慣常的光敏達林頓晶體管放大器操作。基極接入終端實現對增益頻段的調節。

6N139 適用于 CMOS、LSTTL，或其它低功率應用中。0.5mA 的 LED 電流在 0°C 到 70°C 溫度范圍內可保證 400% 的最低電流傳輸率。

依據要求可選擇低至 250mA 的更低輸入電流。

特點

高電流傳輸比 - 2000% 典型值

低輸入電流要求 - 0.5mA

TTL 兼容輸出 - 0.1 V VOL 典型值

0°C 到 70°C 工作溫度內保證性能

基極接入帶來增益帶寬調整

高輸出電流 - 60mA

安全認證：

UL1577 認證 - 2500 Vrms/min，5000 Vrms/min（選擇 020）

CSA 認證

提供 8-pin DIP、SOIC-8 和寬體封裝選擇

電氣特性

開關時間測試電路和波形

共模瞬態抗擾度測試電路和波形

邏輯高電平的共模瞬態抗擾度是共模脈沖信號VCM前沿的最大容許（正）dVcm / dt，以確保輸出保持在邏輯高電平狀態（即VO》 2.0V）。

邏輯低電平的共模瞬態抑制是共模脈沖信號VCM后沿的最大容許（負）dVcm / dt，以確保輸出保持邏輯低電平狀態（即VO 《0.8V）。

光耦6n139應用電路（一）

6N139 達靈頓輸出 100Kbps Min 500 Typ 2000

這些高速光耦均為有源器件，因此應用起來比普通晶體管輸出光耦要多加一個VCC，他們通常應用在一些通信領域一些通信接口卡上，或者一些需要快速控制工控領域。

在一些現場總線通信網絡中，由于線路往往比較長，因此非常容易受到外界的干擾，因此有必要將各個節點均進行隔離，保證系統與設備的安全性穩定性，因此通常可在控制器與收發器中間加一個高速光耦，保證了通信需要的速率以及優異的隔離特性。

光耦6n139應用電路（二）

數字控制變頻器系統主要由主電路和控制電路組成，主電路采用典型的電壓型交－直－交通用變頻器結構；控制電路主要包括DSP數字控制器，由DSP、驅動電路、檢測電路、保護電路以及輔助電源電路組成。主電路和控制電路原理系統結構框圖如圖1所示。

圖1 系統結構框圖

主電路設計

數字控制變頻器主電路的原理結構圖如圖2所示，由濾波、整流、中間濾波、泵升吸收和逆變部分組成。輸入功率級采用三相橋式不可控全波整流電路，整流輸出經過中間環節大電容濾波，獲得平滑的直流電壓。逆變部分通過功率管的導通和關斷，輸出交變的脈沖電壓序列。

整流電路將交流動力電變為直流電，本系統采用不可控全波整流模塊6RI75G-120。為防止電網或逆變器等產生的尖峰電壓對整流電路的沖擊，在直流輸出側并聯了一個可吸收高頻電壓的聚脂乙烯電容C4，取值為0.22 μF。整流電路輸出的直流電壓含有脈動成分，逆變部分產生的脈動電流及負載變化也為直流電壓脈動，由C1、C2濾波，取值為450 V、470 μF；R2、R3為均壓電阻，取值為5 W、100 kΩ；R1為充電限流電阻。啟動變頻器后經1 s～2 s，由J2繼電器短路，以減少變頻器正常工作時在中間直流環節上的功耗。逆變部分電路采用EUPEC的FF300R12KE3集成模塊，其內部集成了2個IGBT單元，比較適合變頻逆變驅動，其具體極限參數：集射極電壓VCES=1 200 V ，結溫80 ℃時集射極電流ICE=300 A，結溫25 ℃時集射極電流ICE=480 A，允許過流600 A，時間為1 ms，功率損耗為1 450 W，門極驅動電壓為±20 V。

如圖2所示，TL、RL構成泵升電壓吸收電路，當電機負載進入制動狀態時，反饋電流將向中間直流回路電容充電，導致直流電壓上升。當直流電壓上升到一定值時，控制TL導通，使這部分能量消耗在電阻RL上，確保變頻器可靠安全地工作。此外，由J1常閉觸點與R4組成斷電能量釋放電路。當系統發生故障或關機時，繼電器J1斷電，通過其常開觸點，將變頻器與電網斷開；而常閉觸點閉合，利用R4為中間回路大電容所儲存的能量提高釋放通道。

圖2 主電路原理結構圖

以TMS320F2812為核心的數字控制電路如圖3所示。從圖中可以看出，控制系統主要包括：DSP及其外圍電路、信號檢測與調理電路、驅動電路和保護電路。其中，信號檢測與調理電路主要完成對圖2輸出電流和輸出電壓采樣、A/D等功能，DSP產生脈沖信號，通過D/A轉換后驅動功率開關管U1～U6。

圖3 變頻器數字控制系統框圖

TMS320LF240片內集成了采樣保持電路和模擬多路轉換器的雙十位A/D轉換，為了盡量充分利用芯片資源，采用了片內A/D轉換進行設計。使用雙減法電流［6］采樣電路，采樣方案中的運算放大器是TLC2274。第一運放U8A的輸出電壓為：

其中R1=R2，R3=Rn，則：

同樣，第二運放U8A的輸出電壓為：

從霍爾電流傳感器輸出的Ui=2.5±△V，此電壓先后施加到由TLC2274構成的兩個減法電路上，第一路以Ui減去傳感器采樣結果的中值參考電壓Uref（2.5V），然后再線性放大到A/D采樣所要求的電壓范圍；第二路則相反，再中值參考電壓Uref減去傳感器輸出電壓Ui，同樣也線性放大到合適的電壓范圍。Z1、Z2為兩個3.3V的穩壓二極管，對運放輸出電壓起到限幅作用。當Ui值》Uref時，Uo1輸出為正電壓，且電壓范圍是0-3.3V，而由于二極管D2的存在使得電流不能注入到運放中，故而第二路運放不能輸出負電壓，而是鉗位在0V；當Ui值《Uref時，Uo2輸出為正電壓。現樣由于二極管D1在存在使得第一路運放不能輸出負電壓，也是鉗位在0V。在一個正弦波周期內的某一時刻只會有一路信號輸出，這比常規方法采樣窗口要寬一倍，從而提高了采樣精度。

由于電機啟動時的電流非常大或因控制回路、驅動電路等誤動作，造成輸出電路短路等故障，導致過大的電流流過IGBT，且電流變化非常快，元件承受高電壓、大電流，因此需要一種能快速檢測出過大電流的電路。可以采用2SD315A自身檢測和檢測直流母線的雙重檢測以及在故障發生時，采用軟、硬件同時封鎖的方法。直流母線電壓的變化，對整個逆變系統有較大的影響。當母線電壓過低，電網輸出不能達到系統要求時，需要盡快切斷電源，防止對電機或者逆變系統造成破壞；相反，母線電壓過高，很容易使功率驅動管燒毀。為有效地保護功率IGBT和直流濾波電容，系統設計了母線電壓過欠壓保護電路，故障檢測原理如圖4所示。圖中6N138為一個線性光電隔離器，輸出電壓信號與母線電壓成正比，當通過光電隔離器件后，可以直接供給DSP控制系統進行采樣。同時，將輸出Vlimit信號送至DSP，觸發中斷保護。

圖4 故障檢測原理圖