為了支持不斷增長的無線數據需求，現代基站無線電設計支持多個E-UTRA頻段以及載波聚合技術。這些多頻段無線電采用新一代GSPS RF ADC和DAC，可實現頻率捷變、直接RF信號合成和采樣技術。為了應對RF無線頻譜的稀疏特性，利用先進DSP來高效實現數據比特與RF的來回轉換。本文描述了一個針對多頻段應用的直接RF發射機例子，并考慮了DSP配置以及功耗與帶寬的權衡。

簡介 - 10年、10倍頻段、100倍數據速率

智能電話革命開始于10年前，其標志事件是蘋果公司于2007年發布初代iPhone?。10年后，歷經兩代無線標準，很多事情都發生了變化。也許不像作為消費電子的智能電話（稱為用戶設備(UE)）那樣吸引眼球并常常占據新聞頭條，但無線電接入網絡(RAN)的基礎設施基站(eNodeB)也歷經嬗變，才成就了我們如今互連世界的數據洪流。蜂窩頻段增加了10倍，而數據轉換器采樣速率增加了100倍。這使我們處于什么樣的狀況？

多頻段無線電和頻譜的有效利用

從2G GSM到4G LTE，蜂窩頻段的數量從4個增加到40個以上，暴增了10倍。隨著LTE網絡的出現，基站供應商發現無線電變化形式倍增。LTE-A提高了多頻段無線電的要求，在混頻中增加了載波聚合，使得同一頻段內（更重要的是不同頻段內）的非連續頻譜可以在基帶調制解調器中聚合為單一流。

但是，RF頻譜很稀疏。圖1顯示了幾個載波聚合頻段組合，突出說明了頻譜稀疏問題。綠色是帶間間隔，紅色是目標頻段。信息理論要求系統不應浪費功率去轉換不需要的頻譜。多頻段無線電需要有效的手段來轉換模擬和數字域之間的稀疏頻譜。

圖1.非連續頻譜的載波聚合突出說明了頻譜稀疏問題。紅色表示許可頻段。 綠色表示是帶間間隔。

基站發射機演變為直接RF

為幫助應對4G LTE網絡數據消費的增加，廣域基站的無線電架構已經發生了變化。帶混頻器和單通道數據轉換器的超外差窄帶IF采樣無線電已被復中頻(CIF)和零中頻(ZIF)等帶寬加倍的I/Q架構所取代。ZIF和CIF收發器需要模擬I/Q調制器/解調器，其采用雙通道和四通道數據轉換器。然而，此類帶寬更寬的CIF/ZIF收發器也會遭受LO泄漏和正交誤差鏡像的影響，必須予以校正。

圖2.無線射頻架構不斷演變以適應日益增長的帶寬需求，進而通過SDR技術變得更具頻率捷變性。

幸運的是，過去10年中，數據轉換器采樣速率也增加了30倍到100倍，從2007年的100 MSPS提高到2017年的10 GSPS以上。采樣速率的提高帶來了超寬帶寬的GSPS RF轉換器，使得頻率捷變軟件定義無線電最終成為現實。

6 GHz以下BTS架構的終極形態或許一直就是直接RF采樣和合成。直接RF架構不再需要模擬頻率轉換器件，例如混頻器、I/Q調制器和I/Q解調器，這些器件本身就是許多干擾雜散信號的來源。相反，數據轉換器直接與RF頻率接口，任何混頻均可通過集成數字上/下變頻器(DUC/DDC)以數字方式完成。

多頻段效率增益以精密DSP的形式出現，其包含在ADI的RF轉換器中，可以僅對需要的頻段進行數字通道化，同時支持使用全部RF帶寬。利用集內插/抽取上/下采樣器、半帶濾波器和數控振蕩器(NCO)于一體的并行DUC或DDC，可以在模擬和數字域相互轉換之前對目標頻段進行數字化建構/解構。

并行數字上/下變頻器架構允許用戶對多個所需頻段（圖1中以紅色顯示）進行通道化，而不會浪費寶貴的周期時間去轉換未使用的頻段（圖1中以綠色顯示）。高效率多頻段通道化具有降低數據轉換器采樣速率要求的效果，并能減少通過JESD204B數據總線傳輸所需的串行通道數量。降低系統采樣速率可降低基帶處理器的成本、功耗和散熱管理要求，從而節省整個基站系統的資本支出(CAPEX)和運營支出(OPEX)。在高度優化的CMOS ASIC工藝中實現通道化DSP的功效比遠高于通用FPGA結構中的實現方案，哪怕FPGA的尺寸較小也是如此。

帶DPD接收機的直接RF發射機：示例

在新一代多頻段BTS無線電中，RF DAC已成功取代了IF DAC。圖3顯示了一個帶有16位12 GSPS RF DAC AD9172的直接RF發射機示例，其利用三個并行DUC支持三頻段通道化，允許在1200 MHz帶寬上靈活地放置副載波。在RF DAC之后，ADL5335 Tx VGA提供12 dB的增益和31.5 dB的衰減范圍，最高支持4 GHz。根據eNodeB的輸出功率要求，此DRF發射機的輸出可以驅動所選功率放大器。

圖3.直接RF發射機。諸如AD9172之類的RF DAC包括復雜的DSP模塊，其利用并行數字上變頻通道化器來實現高效多頻帶傳輸。

考慮圖4所示的頻段3和頻段7情形。有兩種不同方法可用來將數據流直接轉換為RF。第一種方法（寬帶方法）是不經通道化而合成頻段，要求1228.8 MHz的數據速率。此帶寬的80%產生983.04 MHz的DPD（數字預失真）合成帶寬，足以傳輸兩個頻帶及其740 MHz的頻帶間隔。這種方法對DPD系統有好處，不僅可以對每個單獨載波的帶內IMD進行預失真，還能對所需頻帶之間的其他無用非線性發射進行預失真。

圖4.雙頻段情形：頻段3（1805 MHz至1880 MHz）和頻段7（2620 MHz至2690 MHz）。

第二種方法是合成這些頻段的通道化版本。由于每個頻段分別只有60 MHz和70 MHz，并且運營商只有該帶寬的一個子集的許可證，所以沒有必要傳輸一切并因此招致高數據速率。相反，我們僅利用更合適、更低的153.6 MHz數據速率，其80%導致DPD帶寬為122.88 MHz。如果運營商擁有每個頻段中的20 MHz的許可證，則對于每個頻段的帶內IMD，仍有足夠的DPD帶寬進行5階校正。采用上述寬帶方法，這種模式可以在DAC中節省高達250 mW的功耗，并在基帶處理器中節省更多的功耗/熱量，另外還能減少串行通道數量，實現更小、更低成本的FPGA/ASIC。

圖5.利用AD9172 RF DAC，通過直接RF發射機實現頻段3和頻段7 LTE傳輸。

DPD的觀測接收機也已演變為DRF（直接射頻）架構。AD920814位3 GSPS RF ADC還支持通過并行DDC進行多頻段通道化。發射機DPD子系統中的RF DAC和RF ADC組合有許多優點，包括共享轉換器時鐘、相關相位噪聲消除以及系統整體的簡化。其中一個簡化是，集成PLL的AD9172 RF DAC的能夠從低頻參考信號生成高達12 GHz的時鐘，而無需在無線電電路板周圍布設高頻時鐘。此外，RF DAC可以輸出其時鐘的相位相干分頻版本供反饋ADC使用。此類系統特性支持創建優化的多頻段發射機芯片組，從而真正增強BTS DPD系統。

圖6.用于數字預失真的直接RF觀測接收機。寬帶RF ADC（例如AD9208）可以將5 GHz帶寬上的多個頻段高效數字化。

結語

智能電話革命十年后，蜂窩業務全都與數據吞吐量有關。單頻段無線電再也不能滿足消費者的容量需求。為了增加數據吞吐量，必須通過多頻段載波聚合來獲得更多的頻譜帶寬。RF數據轉換器可以使用全部6 GHz以下蜂窩頻譜，并能快速重新配置以適應不同頻段組合，從而使軟件定義無線電成為現實。此類頻率敏捷直接RF架構可縮減成本、尺寸、重量和功耗。這一事實使得RF DAC發射機和RF ADC DPD接收機成為6 GHz以下多頻段基站的首選架構。