目前，高頻、高效的DC/DC轉(zhuǎn)換器在汽車電子系統(tǒng)中的應用越來越多。高的開關頻率可以使用較小的功率電感和輸出濾波電容，從而減小系統(tǒng)的體積、提高緊湊性并降低成本；高工作效率可以延長汽車電池的使用時間，降低系統(tǒng)功耗，從而減小發(fā)熱量，優(yōu)化系統(tǒng)的熱設計，并進一步提高可靠性。但高開關頻率會降低系統(tǒng)的工作效率，因此，設計時必須在開關頻率和工作效率之間作一些折衷處理。本文主要針對降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器在汽車電子系統(tǒng)中的應用，探討包括上述問題在內(nèi)的一些設計技巧和注意事項，而且，這些問題往往是工程設計容易忽略的細節(jié)。

實際的最小及

最大輸入工作電壓

開關頻率

開關頻率必須在效率、元件尺寸、最小輸入與輸出電壓差、最大輸入電壓之間進行折衷處理。高開關頻率可以減小電感和電容的值，因此，可以使用具有較小體積的電感和電容，還可降低成本。但高的開關頻率會降低效率，降低實際的最大工作輸入電壓，并要求更高的輸入/輸出電壓差。

其中：fS（MAX）為最大的開關頻率，tON（MIN）為開關管要求的最小導通時間，VD為續(xù)流二極管的正向壓降，VOUT為輸出電壓，VIN為正常工作的輸入電壓，VDS（ON）為開關管的導通壓降。

上式表明： tON（MIN）一定時，低占空比要求更低的開關頻率才能保證系統(tǒng)安全的操作。同樣，低開關頻率允許更低的輸入/輸出電壓差。

輸入電壓依賴于開關頻率的主要原因在于PWM控制器具有最小的導通時間 tON（MIN）和截止時間 tOFF（MIN）。如果取值為150ns，即開關管開通時導通時間至少要持續(xù)150ns，低于150ns可能導致MOSFET無法正常開啟；同樣，開關管關斷時截止時間至少要持續(xù)150ns，低于150ns可能導致MOSFET無法正常關斷。

上式表明：開關頻率降低時，占空比的范圍增加，優(yōu)化的開關頻率必須保證系統(tǒng)具有足夠的輸入工作電壓范圍，同時使電感和電容盡量小。

實際的最大輸入工作電壓

通常，芯片的輸入電壓有額定的工作電壓范圍，除了額定工作電壓的限制，實際的輸入電壓還受到其它一些條件的限制。最小的實際輸入工作電壓通常由最大的占空比決定。

在輸入電壓最高時，占空比最小。最大的實際輸入工作電壓由PWM控制器的最小占空比決定：

如果輸出在啟動或短路的工作條件下，輸入的電壓必須低于以下的計算結果：

由此可知：低的開關頻率可以在更高的輸入電壓下安全工作。 tON（MIN）是每個控制器能夠接通高端MOSFET的最短持續(xù)時間。它由內(nèi)部定時延遲以及接通高端MOSFET所需要的柵極電荷量決定。低占空比的應用可以接近該最短導通時間限制，并應注意確保：

如果輸出電壓處于調(diào)節(jié)狀態(tài)，系統(tǒng)也不是啟動和短路狀態(tài)，輸入電壓大于允許的實際最大輸入工作電壓時，系統(tǒng)仍然可以工作，而與工作頻率無關。在這種情況下，占空比降到最短接通時間能調(diào)節(jié)的水平以下，控制器將開始進入跳脈沖工作方式，即一些脈沖將被跳掉，以維持輸出電壓的調(diào)節(jié)，此時，輸出的電壓和電流紋波比正常工作狀態(tài)時輸出的電壓和電流紋波大。

通常，當峰值檢測電壓下降時，每個控制器的最短接通時間將逐步增加。如在輕負載條件下，最短接通時間將逐步增加，在具有低紋波電流的強制連續(xù)操作應用中，這一點特別重要。在這種情況下，占空比降至最短接通時間限制以下，就會發(fā)生明顯的跳脈沖現(xiàn)象，電流和電壓的紋波會明顯增加。另外，電感的飽和電流通常取輸出電流的1.3倍以上。對于一些惡劣的工作條件，如啟動和輸出短路以及高輸入電壓，電感的飽和電流必須取更大的值，以保證系統(tǒng)安全的工作。

通常，開關頻率是固定的，但是一些使用外部電阻設置開關頻率的同步降壓轉(zhuǎn)換器可以加一個穩(wěn)壓管Z1和限流電阻R1，用以在輸入電壓增加時降低開關頻率，從而擴大輸入電壓的范圍，如圖1所示。

在高輸入電壓下，由于頻率降低，而電感值又一定，所以輸出的電流和電壓紋波增加。頻率在較寬的范圍內(nèi)變化，電感無法優(yōu)化地工作，環(huán)路的補償無法優(yōu)化。可通過增加穩(wěn)壓管Z2和限流電阻R2來設定系統(tǒng)的最低工作頻率，從而限制頻率變化的范圍。

圖1 高輸入電壓時的降頻工作電路

實際的最小輸入工作電壓

在輸入電壓最低時，占空比最大。使用同步降壓轉(zhuǎn)換器，最小的實際輸入工作電壓由PWM控制器的最大占空比決定：

由上式可知：tOFF（MIN）一定時，高開關頻率將增加實際的最小輸入工作電壓。若需要更低的輸入工作電壓，可以使用低開關頻率。在一些同步降壓轉(zhuǎn)換器中，當輸入和輸出的壓差降低到一定值時，系統(tǒng)將進入占空比為100%的全導通或LDO控制方式。

瞬態(tài)最大峰值輸入電壓

使用汽車的點火器接通電源，可使電池組在汽車行駛期間存儲電能甚至再充電。但接通前應注意：在接通到極惡劣的電源上時，汽車內(nèi)的主電源電纜會產(chǎn)生一些潛在的瞬變，包括負載突降及電壓倍增。負載突降是電池電纜松動的結果。當電纜連接中斷時，交流發(fā)電機中的磁場會產(chǎn)生一個高達60V的正尖峰電壓，它能在幾百ms內(nèi)衰變。電池電壓倍增是24V跳躍式啟動的性能比12V更快，從而使車發(fā)動的結果。

圖2是保護DC/DC轉(zhuǎn)換器不受汽車電源線損壞的最簡單方法。瞬態(tài)抑制器在負載突降期間對輸入電壓進行箝位。注意：瞬態(tài)抑制器不應在雙倍電池電壓工作時導通，但仍必須將輸入電壓箝位在轉(zhuǎn)換器的擊穿電壓之下。

圖2 輸入TVS保護電路

陶瓷電容的尺寸小、阻抗低、工作溫度范圍寬，很適合應用于汽車電子中降壓轉(zhuǎn)換器的輸入端旁路電容。但是在降壓轉(zhuǎn)換器的輸入端插入工作電源時，即熱插入，如汽車的點火器，這些陶瓷電容會產(chǎn)生一些問題：低損耗的陶瓷電容與連接線的雜散電感由低阻抗的電源形成欠阻尼諧振環(huán)，產(chǎn)生振蕩，在降壓轉(zhuǎn)換器的輸入端產(chǎn)生兩倍的輸入電源電壓尖峰，如果超過降壓轉(zhuǎn)換器輸入端允許的額定電壓，將損壞器件。在這種工作條件下，必須設計輸入的吸收網(wǎng)絡，以阻止輸入電壓的過沖尖峰。圖3和圖4展示了降壓轉(zhuǎn)換器由一根6英尺的雙絞線連接到24V電源時的波形。圖3是輸入僅加4.7mF陶瓷電容的響應。輸入電壓的振鈴峰值為50V，輸入電流的峰值為26A。

圖3 輸入僅加4.7mF陶瓷電容的響應

圖4 輸入為22mF電解電容并聯(lián)4.7mF陶瓷電容的響應

使用阻尼振蕩可以降低峰值電壓，產(chǎn)生阻尼振蕩有兩種方法：輸入的陶瓷電容增加一個串聯(lián)電阻；使用電解電容。鋁電解電容有高的ESR，可以形成阻尼，減小振蕩的過沖；其電容可以濾除低頻紋波，此外，對系統(tǒng)的效率稍有提高，只是體積相對較大。圖4為一個22mF的電解電容和一個4.7mF的陶瓷電容并聯(lián)加在輸入端時的響應，陶瓷電容濾除高頻紋波。輸入電壓的峰值明顯降低。

在輸入端加一個0.7W的串聯(lián)電阻也可以減小電壓過沖，同時減小峰值電流，0.1mF的陶瓷電容濾除高頻紋波，如圖5（a）所示。與采用電解電容相比，這種方法體積小、成本低，在高輸入電壓時對系統(tǒng)的效率影響并不大。但輸入電壓相對較低時，系統(tǒng)的效率略有降低。

（a）

（b）

圖5 輸入加串聯(lián)電阻的響應

散熱設計

選擇功率MOSFE時需要考慮導通電阻RDS（ON）、密勒電容CMILLER、輸入電壓、最大電壓和最大輸出電流。CMILLER可由MOSFET的產(chǎn)品數(shù)據(jù)手冊給出的柵極充電曲線近似求出。CMILLER等于柵極電荷沿橫軸的增量，而曲線大約由VDS的規(guī)定變化水平分割，然后由此結果與應用中施加的VDS和柵極充電曲線規(guī)定VDS比值相乘。工作于CCM時，高端和低端的MOSFET占空比由下式給出：

主開關管占空比：D=VOUT/VIN

同步開關管占空比：VIN-VOUT/VIN

兩個MOSFET均具有I2R損耗，而高端N溝道的公式中包含一個用于計算轉(zhuǎn)換損耗的附加項，這在高輸入電壓條件下最大。當VIN《20V時，采用較大的MOSFET可提高大電流的效率；而當VIN》20V時，轉(zhuǎn)換損耗迅速增加，這時采用具有較高RDS（ON）和較低CMILLER的器件可提供更高的效率。同步MOSFET在高輸入電壓下，當高端工作于低占空比或短路期間，同步管在接近100%的時間里處于導通狀態(tài)時，此時損耗最大。1+d項通常以一個歸一化的RDS（ON）與溫度的關系曲線形式提供給MOSFET，但對于低壓MOSFET，d=0.005/℃可被用作一個近似值。

肖特基二極管在兩個功率MOSFET導通期間的死區(qū)導通，可以防止低端MOSFET的體內(nèi)二極管導通，在死區(qū)時間存儲電荷，形成反向恢復，在高VIN條件下會導致效率減小至少3%。由于流過的平均電流相對較小，因此，采用1A或3A的肖特基二極管是較好的方案。較大的二極管因其具有的結電容較大，會產(chǎn)生額外的轉(zhuǎn)換損耗。

效率與芯片的最高工作溫度相關。汽車電子所用的芯片通常為I或H級，對于I級，芯片的結溫必須小于125℃；對于H級，芯片的結溫必須小于150℃。對于許多單芯片降壓轉(zhuǎn)換器，在低的環(huán)境溫度下，結溫一般不是問題。但對于I級，環(huán)境溫度高于85℃時，必須仔細地進行電路設計，以保證芯片能夠充分散熱。對于H級，環(huán)境溫度高于125℃時，必須對最大的允許工作電流進行降額設計。

結溫可通過芯片的功耗乘以熱阻Rja計算得出。滿載時芯片的溫升幾乎完全不依賴于輸入電壓，不加散熱器時，熱阻取決于PCB的設計。在單芯片底部通常有一個裸露的襯墊，因此，設計PCB時必須在對應的位置制作一個大銅皮焊盤，同時，這個大焊盤通過一些過孔連接到其它的地層平面，以利于散熱。

輸入短路和反接保護

如果電感的飽和電流足夠大，降壓轉(zhuǎn)換器由于具有短路保護功能，因此短路時不會損壞。在一些由電池充電以及用電池作備份的系統(tǒng)中，電池及其它一些電源通過二極管以“與”的形式共同連接到降壓轉(zhuǎn)換器的輸出端，當降壓轉(zhuǎn)換器輸入端斷開時，輸出端仍有高電壓。降壓轉(zhuǎn)換器通常有一個/SHDN引腳，低電平有效，通常用作SS軟啟動。一般情況下，此引腳通過一個電阻或直接連接到輸入端。當輸入端懸空時，輸出電壓通過電感，內(nèi)部高端的MOSFET反向并聯(lián)寄生二極管到輸入端，/SHDN引腳為高電平，這樣，降壓轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的電路通過電感從輸出電壓吸取幾mA的靜態(tài)工作電流，會影響電池的使用時間。當然，如果/SHDN引腳為低電平，則此靜態(tài)工作電流為0。如果輸入短路，輸出電壓通過電感，內(nèi)部高端的MOSFET反向并聯(lián)寄生二極管到輸入端，這樣，電池將會快速放電。圖6就是防止電池在輸入短路狀況下反向放電的保護電路，D4也可防止輸入的反接，只有在有輸入電壓時系統(tǒng)才工作。

圖6 防止輸入短路時的輸出備份電池反向放電電路

結語

1 合適的開關頻率可以保證系統(tǒng)具有足夠的輸入電壓范圍，同時使電感和電容的體積最小。

2 實際最大的輸入電壓由MOSFET所要求的最短導通時間決定，實際最小的輸入電壓由MOSFET所要求的最短截止時間決定。

3 必須抑制輸入瞬態(tài)電壓，檢查散熱設計，增加輸入短路和反接保護電路，以保證系統(tǒng)安全工作。