只要問任何經驗豐富的電氣工程師——如我們今天故事里的教授 Gureux ——在 MOSFET 柵極前要放什么，你很可能會聽到“一個約 100 Ω 的電阻”。

雖然我們對這個問題的答案非常肯定，但你們或許會繼續問——

“為什么呢？他的具體作用是什么呢？電阻值為什么是 100 Ω 呢”

為了滿足你們的這種好奇心，我們接下來將通過一個故事來探討這個問題。

故事開始了

年輕的應用工程師 Neubean 想通過實驗證明，為了獲得穩定性，是不是真的必須把一個 100 Ω 的電阻放在 MOSFET 柵極前。擁有30 年經驗的應用工程師 Gureux 對他的實驗進行了監督，并全程提供專家指導。

高端電流檢測簡介

圖1中的電路所示為一個典型的高端電流檢測示例。

圖1. 高端電流檢測

負反饋試圖在增益電阻R_GAIN上強制施加電壓V_SENSE。通過R_GAIN的電流流過P溝道MOSFET (PMOS)，進入電阻R_OUT，該電阻形成一個以地為基準的輸出電壓。總增益為:

電阻R_OUT上的可選電容 C_OUT 的作用是對輸出電壓濾波。即使 PMOS 的漏極電流快速跟隨檢測到的電流，輸出電壓也會展現出單極點指數軌跡。

原理圖中的電阻 R_GATE 將放大器與PMOS柵極隔開。其值是多少？經驗豐富的 Gureux 可能會說：“當然是100 Ω！”

嘗試多個Ω值

我們發現，我們的朋友Neubean，也是Gureux的學生，正在認真思考這個柵極電阻。Neubean在想，如果柵極和源極之間有足夠的電容，或者柵極電阻足夠大，則應該可以導致穩定性問題。一旦確定R_GATE和C_GATE相互會產生不利影響，則可以揭開100 Ω或者任何柵極電阻值成為合理答案的原因。

圖2所示為用于凸顯電路行為的LTspice仿真示例。Neubean通過仿真來展現穩定性問題，他認為，穩定性問題會隨著RGATE的增大而出現。畢竟，來自R_GATE和C_GATE的極點應該會蠶食與開環關聯的相位裕量。然而，令Neubean感到驚奇的是，在時域響應中，所有R_GATE值都未出現任何問題。

圖2. 高端電流檢測仿真

結果發現，電路并不簡單

在研究頻率響應時，Neubean意識到，需要明確什么是開環響應。如果與單位負反饋結合，構成環路的正向路徑會從差值開始，結束于結果負輸入端。Neubean然后模擬了V_S/(V_P – V_S)或V_S/V_E，并將結果繪制成圖。圖3所示為該開環響應的頻域圖。在圖3的波特圖中，直流增益很小，并且交越時未發現相位裕量問題。事實上，從整體上看，這幅圖顯示非常怪異，因為交越頻率小于0.001 Hz。

圖3. 從誤差電壓到源電壓的頻率響應

將電路分解成控制系統的結果如圖4所示。就像幾乎所有電壓反饋運算放大器一樣，LTC2063具有高直流增益和單極點響應。該運算放大器放大誤差信號，驅動PMOS柵極，使信號通過R_GATE – C_GATE濾波器。C_GATE和P_MOS源一起連接至運算放大器的–IN輸入端。R_GAIN從該節點連接至低阻抗源。即使在圖4中，可能看起來R_GATE – C_GATE濾波器應該會導致穩定性問題，尤其是在RG_ATE比R_GATE大得多的情況下。畢竟，會直接影響系統R_GATE電流的C_GATE電壓滯后于運算放大器輸出變化。

圖4. 高端檢測電路功能框圖

對于為什么R_GATE和C_GATE沒有導致不穩定，Neubean提供了一種解釋：“柵極源為固定電壓，所以，R_GATE – C_GATE電路在這里是無關緊要的。你只需要按以下方式調整柵極和源即可。這是一個源極跟隨器。”

經驗更豐富的同事Gureux說：“實際上，不是這樣的。只有當PMOS作為電路里的一個增益模塊正常工作時，情況才是這樣的。”

受此啟發，Neubean思考了數學問題——要是能直接模擬PMOS源對PMOS柵極的響應，結果會怎樣？換言之，V(V_S)/V(V_G)是什么？Neubean趕緊跑到白板前，寫下了以下等式：

其中，

運算放大器增益為A，運算放大器極點為ωA。

Neubean立刻就發現了重要項gm。什么是gm？對于一個MOSFET，

看著圖1中的電路，Neubean心頭一亮。當通過RSENSE的電流為零時，通過PMOS的電流應該為零。當電流為零時，gm為零，因為PMOS實際上是關閉的，未被使用、無偏置且無增益。當gm = 0時，V_S/V_E為0，頻率為0 Hz，V_S/V_G為0，頻率為0 Hz，所以，根本沒有增益，圖3中的曲線圖可能是有效的。

試圖用LTC2063發現不穩定問題

帶來這點啟示，Neubean很快就用非零的I_SENSE嘗試進行了一些仿真。

圖5為從V_E到V_S的響應增益/相位圖，該曲線跨越0dB以上到0dB以下，看起來要正常得多。圖5應該顯示大約2 kHz時，100 Ω下有大量的PM，100 kΩ下PM較少，1 MΩ下甚至更少，但不會不穩定。

圖5. 非零檢測電流條件下從誤差電壓到源電壓的頻率響應

Neubean來到實驗室，用高端檢測電路LTC2063得到一個檢測電流。他插入一個高R_GATE值，先是100 kΩ，然后是1 MΩ，希望能看到不穩定的行為，或者至少出現某類振鈴。不幸的是，他都沒有看到。他嘗試加大MOSFET里的漏極電流，先增加ISENSE，然后使用較小的RGAIN電阻值。結果仍然沒能使電路出現不穩定問題。

他又回到了仿真，嘗試用非零ISENSE測量相位裕量。即使在仿真條件下也很難，甚至不可能發現不穩定問題或者低相位裕度問題。

Neubean找到Gureux，問他為什么沒能使電路變得不穩定。Gureux建議他研究一下具體的數字。Neubean已經對Gureux高深莫測的話習以為常，所以，他研究了R_GATE和柵極總電容形成的實際極點。在100 Ω和250 pF下，極點為6.4 MHz；在100 kΩ下，極點為6.4 kHz；在1 MΩ下，極點為640 Hz。LTC2063增益帶寬積(GBP)為20 kHz。當LTC2063具有增益時，閉環交越頻率可能輕松下滑至R_GATE – C_GATE 極點的任何作用以下。

是的，可能出現不穩定問題

意識到運算放大器動態范圍需要延伸至R_GATE – C_GATE極點的范圍以外，Neubean選擇了一個更高增益帶寬積的運放。LTC6255 5 V運算放大器可以直接加入電路，增益帶寬積也比較高，為6.5 MHz。

Neubean急切地用電流、LTC6255、100 kΩ柵極電阻和300 mA檢測電流進行了仿真。

然后，Neubean在仿真里添加了R_GATE。當R_GATE足夠大時，一個額外的極點可能會使電路變得不穩定。

圖6和圖7顯示的是在高RGATE值條件下的仿真結果。當檢測電流保持300 mA不變時，仿真會出現不穩定情況。

圖6. 有振鈴的時域圖

圖7. 增加電流（VE至VS）后的正常波特圖，相位裕量表現糟糕

實驗結果

為了了解電流是否會在檢測非零電流時出現異常行為，Neubean用不同步進的負載電流和三個不同的R_GATE值對LTC6255進行了測試。在瞬時開關切入更多并行負載電阻的情況下，I_SENSE從60 mA的基數過度到較高值220 mA。這里沒有零I_SENSE測量值，因為我們已經證明，那種情況下的MOSFET增益太低。

實際上，圖8最終表明，使用100 kΩ和1 MΩ電阻時，穩定性確實會受到影響。由于輸出電壓會受到嚴格濾波，所以，柵極電壓就變成了振鈴檢測器。振鈴表示相位裕量糟糕或為負值，振鈴頻率顯示交越頻率。

圖8. R_GATE = 100 Ω，電流從低到高瞬態

圖9. R_GATE = 100 Ω，電流從高到低瞬

圖10. R_GATE = 100 kΩ，電流從低到高瞬態

圖11. R_GATE = 100 kΩ，電流從高到低瞬態

圖12. R_GATE = 1 MΩ，電流從低到高瞬態

圖13. R_GATE = 1 MΩ，電流從高到低瞬態

頭腦風暴時間

Neubean意識到，雖然看到過許多高端集成電流檢測電路，但不幸的是，工程師根本無力決定柵極電阻，因為這些都是集成在器件當中的。具體的例子有AD8212、LTC6101、LTC6102和LTC6104高電壓、高端電流檢測器件。事實上，AD8212采用的是PNP晶體管而非PMOS FET。他告訴Gureux說：“真的沒關系，因為現代器件已經解決了這個問題。”

好像早等著這一刻，教授幾乎打斷了Neubean的話，說道：“我們假設，你要把極低電源電流與零漂移輸入失調結合起來，比如安裝在偏遠地點的電池供電儀器。你可能會使用LTC2063或LTC2066，將其作為主放大器。或者你要通過470 Ω分流電阻測到低等級電流，并盡量準確、盡量減少噪聲；那種情況下，你可能需要使用ADA4528，該器件支持軌到軌輸入。在這些情況下，你需要與MOSFET驅動電路打交道。”

所以……

顯然，只要柵極電阻過大，使高端電流檢測電路變得不穩定是有可能的。Neubean向樂于助人的老師Gureux談起了自己的發現。Gureux表示，事實上，R_GATE確實有可能使電路變得不穩定，但開始時沒能發現這種行為是因為問題的提法不正確。需要有增益，在當前電路中，被測信號需要是非零。

Gureux回答說：“肯定，當極點侵蝕交越處的相位裕量時，就會出現振鈴。但是，你增加1 MΩ柵極電阻的行為是非常荒謬的，甚至100 kΩ也是瘋狂的。記住，一種良好的做法是限制運算放大器的輸出電流，防止其將柵極電容從一個供電軌轉向另一個供電軌。”

Neubean表示贊同，“那么，我需要用到哪種電阻值？”

Gureux自信地答道：“100 Ω”。