提供分步說明，說明使用MAX5900/MAX5901 -48V熱插拔控制器選擇合適的外部元件，為電信線卡設計熱插拔方案。該解決方案提供浪涌電流限制控制、對輸入電壓瞬變的抗擾度和短路保護。

熱插拔控制器提供的基本功能是限制浪涌電流、減少連接器上的大電流應力以及消除卡插入熱背板時的系統電源毛刺，但不提供大輸入電壓瞬變保護。本應用筆記介紹如何選擇熱插拔控制器的外設元件，以確保在面對36V輸入瞬變和輸出短路時正常工作和電路存活。

圖1顯示了典型的電信系統配電配置。前端提供EMI濾波、瞬態電壓抑制和與輸入電壓源的連接。然后，調節電源被路由到安裝線卡的背板插座。但是，電池更換行為可能導致-36V總線上高達48V的步進。

圖1.典型的電信系統配電配置。

熱插拔控制器本身提供正常的功能，限制熱插拔時插件卡上大容量電容器的浪涌電流充電，防止卡安裝時系統背板毛刺，減少連接器上的大電流應力。許多熱插拔控制器還包含斷路器功能，可在存在預設過載電流的情況下觸發。對于可能發生大階躍輸入電壓瞬變的電信應用，當大輸入瞬變對卡上大容量電容器充電時，斷路器功能可以斷開卡，因此斷路器功能無法安全使用。

圖2所示為一個簡單的電信熱插拔控制器電路，使用MAX5900NN提供正常的熱插拔保護，無需內部斷路器;它滿足存在正負輸入電壓瞬變的系統要求，并在輸出短路期間保護背板。當選擇MOSFET和卡上保險絲特性以符合系統要求時，可以在大輸入電壓階躍期間存在大電流大容量電容器充電的情況下連續工作，以及背板短路保護。

圖2.用于電信系統的MAX5900NNEUT熱插拔應用電路。

操作理論

卡插件

在正常的熱插拔操作期間，當卡插入背板時，控制器將電源開關 Q1 保持在 OFF 狀態 300ms，從而在向負載通電之前留出時間使卡牢固就位，連接器觸點反彈穩定。在啟動延遲之后，控制器逐漸打開Q1，通過控制輸出電壓上升速率（δV）來限制浪涌電流充電CL外/δt） 在漏極引腳處檢測到。同時，/PGOOD狀態輸出信號保持以下DC/DC轉換器關閉，以防止在浪涌階段增加負載電流。因此，插入卡消耗的總浪涌電流只是為負載電容器充電的調理浪涌電流。δV外/δt 限制為 10V/ms，因此浪涌電流限制為

正（幅度）輸入階躍電壓

當雷擊時，當電量耗盡后恢復供電時，或者在電池交換期間，當新電池插入在幾乎耗盡的電池上運行的背板上時，可能會出現正輸入電壓階躍。啟動階段完成后，不帶斷路器的熱插拔控制器不再控制由于輸入電壓瞬變而產生的浪涌電流。電池交換條件最有可能導致最大的大容量電容充電電流，因為常見的電池交換測試條件是36V步進，突然增加V在從-36V到-72V。此時，Q1應通過電容充電電流而不會受到損壞，但保險絲不應熔斷。這說起來容易，但需要了解保險絲跳閘時間與電流和MOSFET瞬態熱特性的關系，才能正確選擇元件。有關如何實現此目標的詳細信息，請參閱選擇組件部分。由背板輸入濾波器和瞬態抑制器電路衰減的雷電干擾引起的短脈沖瞬變，預計在這方面不會像電池交換測試那樣嚴重。

負（幅度）輸入階躍電壓

只要滿足兩個電源電壓條件，MAX5900器件就可以在負瞬變的預感下正常工作。輸入電壓不得降至其 9V 最小工作范圍以下，輸入電壓不得降至編程的 UVLO 觸發點以下超過 20 毫秒。應考慮兩種瞬變。一種是由于熱插拔控制不足的卡被熱插入背板;另一種是由閃電引起的瞬變引起的。

卡插入式負瞬態電壓僅為幾百毫伏或最多幾伏，因為背板阻抗預計支持冷插拔連接，電壓驟降很小。只要滿足上面列出的兩個電源電壓條件，控制器操作就不會受到此類瞬變的影響。

雷電引起的瞬變本質上可以是正的、負的或振蕩的，波形持續幾到幾十微秒，具體取決于背板輸入濾波器和瞬態抑制電路的有效性。相關的窄負瞬變可能會擴展到控制器的最小 9V 工作范圍以下，從而導致瞬時壓差。如果出現這種情況，則對圖2虛線內的電路進行修改就足以使短脈沖（100毫秒）壓差降至零伏。Q1和保險絲在存在大負脈沖時的存活條件與大正脈沖的存活條件相似。有關詳細信息，請參閱選擇組件部分

第二個考慮因素是，負輸入電壓瞬態導致負載電容通過Q1的R放電至背板DS（ON）。反向充電電流在Q1兩端產生壓降，可能使VEE端電壓比漏極高0.3V以上，從而正向偏置連接在源極和漏極之間的內部ESD二極管。如果電路走線電阻，負載電容ESR1，以及電容器和電路 ESL2可以忽略不計，當瞬態試圖對大容量電容放電時，陡峭瞬變的幾乎整個負峰值電壓都會出現在Q1上。即使寄生電路電阻和電感不可忽略，也幾乎不需要額外的負電壓階躍幅度來正向偏置ESD二極管。在電路中放置R3可限制進入漏極引腳的電流，以在此瞬變期間保護MAX5900。R1的推薦值為1kΩ至10kΩ。

輸出短路

當輸出短路時，在Q1漏極和拉極之間施加全輸入電壓，電流受Q1的I限制D（開）。正如我D（開）至少為幾十安培，Q1的高功率耗散在短路條件下失效之前只能短暫維持。同時，快熔保險絲 F1 有時間加熱并在 Q1 短路時立即熔斷。F1 永久斷開故障插件卡與系統的連接，防止災難性的系統故障。當已經短路（有缺陷）的卡熱插拔到背板上時，短路電流的限制方式與提供系統保護的保險絲相同。由于短路的卡可能被認為是消耗性的，因此Q1故障并不重要。如果 Q1 故障不可接受，則必須選擇 Q1 以允許在保險絲熔斷期間存活。有關詳細信息，請參閱選擇組件部分。

選擇組件

在正或負階梯瞬態測試期間，保險絲和 Q1 都應安然無恙，但保險絲（可能還有 Q1）在短路條件下應迅速熔斷。最初，MOSFET 和保險絲的選擇是為了允許在正常工作負載條件下穩定和不間斷地工作。然后必須考慮36V正電壓階躍測試條件或大負脈沖步進，最后考慮短路條件。使用圖2所示的2.5A滿載操作示例可以演示選擇過程。

為連續 2.5A 工作選擇具有一定安全系數的保險絲，但要考慮正階躍瞬變的額外安全系數。至少要使用 3A 保險絲。暫定選擇4A保險絲。

選擇 Q1 可使滿載壓降 VDS（ON）和/或可接受的可持續功率損耗PD。 Q1漏源電阻兩端出現壓降，連接器和電路走線電阻上出現壓降。假設電路走線的大小適合最小壓降，并考慮Q1的ID（開）， rDS（ON）和 PD.我D（開）必須肯定大于滿載電流 I佛羅里達州，但是在以下情況下，該要求將很容易得到滿足DS（ON）被選中。在本例中，PD= 1W被選為合理。然后是仙童半導體IRF530 160mΩ MOSFET，帶

ID（開）≈ 50A符合選擇標準。為了降低功率損耗，請選擇 r 較低的 MOSFETDS（ON）如國際整流IRF530 90mΩ MOSFET。兩個展品一D（開）≈ 50A.

計算36V階躍瞬態條件下的電容充電電流。最初，階躍瞬態表示串聯和 ［RDS（ON）+ 保險絲電阻 + CL的ESR］加上瞬態源阻抗中存在的任何內容，以及走線、電容器和濾波器的ESL。特別是ESL可以減緩急劇上升的波形。當我們只考慮已知的 R 時，存在最壞情況DS（ON）（100mΩ–300mΩ，取決于結溫），R保險絲（制造商數據手冊中的典型值為 35mΩ）和電容 ESR（對于 40μF 低 ESR 變體，≈ 100mΩ）。

但充電電流最初受Q1的I的限制D（開）≈50mA，直到MOSFET從飽和狀態中恢復并進入電阻區域，此時電流呈指數衰減至零。

確定電流脈沖寬度、MOSFET 兩端的電壓以及 MOSFET 中的峰值瞬態功率。施加的 36V 瞬態電壓將分布在 R 上DS（ON）， R保險絲和電容 ESR。

仿真在這里很有幫助（見圖3），盡管對于我們的目的來說，假設三角功率脈沖的寬度為計算值是可以接受的。檢查圖3將表明，我們的簡單計算與模擬條件非常接近。目標功率和脈沖寬度為《》/《》PD（PK）對于 ΔT。

圖3.正線路瞬態波形。

確定瞬態期間的 MOSFET 溫升。我們希望MOSFET能夠承受這種功率脈沖而不會過熱。因此，現在是時候檢查仙童IRF530數據手冊中的瞬態熱阻曲線了，如圖4所示。在 75μsec 處輸入曲線（約7.5 x 10-5）在水平軸上，垂直上升以截取實心（單脈沖）線，我們讀取垂直軸上的瞬態熱阻為Θ杰克= 0.05°C/W.我們計算結點這很容易在限制范圍內，因為結

溫允許達到175°C。 MOSFET肯定會承受這種功率脈沖。

圖4.瞬態熱阻，仙童IRF530（圖片由仙童半導體提供）。

選擇一種保險絲，該保險絲可以承受此《 100 微秒瞬態而不會熔斷。為此，所選保險絲需要一條時間與電流的關系曲線。該曲線可以從保險絲制造商處獲得，并在圖5中再現。左邊的曲線邊界表示曲線左邊的任何值都不會熔斷保險絲。右曲線邊界表示曲線右側的任何值都必須熔斷保險絲。曲線在水平軸附近和下方變成直線，因此可以外推到100μsec，以找到安培數下最小和最大時間限制的電流乘法器。將曲線外推到 100μs 表示保險絲在 22 倍額定電流 （88A） 下不會在 100μs 時熔斷。我們還看到，保險絲熔斷至少需要 7 倍的額定電流 （28A） 在 1 毫秒內，而 10 毫秒內保證在 40 倍額定電流 （10A） 下熔斷。將曲線外推到 100μs 表示保險絲將在 12 毫秒內以 48 倍額定電流 （8A） 熔斷，或在 40 毫秒內以 160X （1A） 熔斷。所選的 4A 保險絲是一個合適的選擇，因為它允許在 36V 瞬變下安全工作，但在 I 時會熔斷《 8 毫秒D（開）-有限的50A短路條件，或者如果Q1在短路期間短路，則會在1msec≤熔斷，因此我們可以選擇4A（88A / 100μsec時無熔斷）保險絲，盡管我們尚未驗證短路條件下的性能。

確定短路條件下的電流和 MOSFET 功耗。如果熱插拔電路的輸出端在C處發生短路L，Q1電流由ID（開）≈像以前一樣50A。短路使整個電源電壓與保險絲電阻串聯在 MOSFET 兩端。忽略保險絲電阻可提供最壞情況的計算PD（南卡羅來納州）= 48V × 50A = 2400W。我們已經從步驟 6 中知道保險絲必須在 48 毫秒內以 8A 的速度熔斷。因此，我們很想知道Q1是否能在2400W中存活8毫秒。在4ms處進入圖8的曲線，我們發現單脈沖熱阻為0.59°C/W。新的計算表明，結溫上升為0.59°C/W×2400W = 1440°C。 即使保險絲在2毫秒（最小曲線和最大曲線之間的中間）熔斷，結溫也會上升851°C。 這遠高于鋁芯片金屬化的熔點，MOSFET將在2毫秒內被破壞。Q1 短路失效，保險絲熔斷。

圖5.熔斷電流特性（由 Wickmann 提供）。

總結

所選電路非常簡單，允許在正常工作和測試條件下可靠運行，但保險絲保護將在兩毫秒或更短的時間內中斷短路電路板。在諸如此類的簡單熱插拔電路中明智地選擇保險絲和調整管的重要性得到了證明。