作者：George Alexandrov and Nathan Carter

用于光電二極管、壓電和其他儀器儀表應用的低噪聲放大器通常需要電路參數，例如極高的輸入阻抗、低 1/f 噪聲或亞皮安偏置電流，而現有的集成產品無法滿足這些參數。本文討論使用分立元件設計低噪聲放大器的要求和挑戰，特別強調折合到輸入端的噪聲和失調電壓調整。

高輸入增益拓撲的局限性

典型的分立放大器（如圖1所示）使用高速運算放大器，前面是差分放大器級，采用雙匹配JFET實現，提供高輸入阻抗和一些初始增益。系統噪聲主要由輸入級主導，因此不需要低噪聲運算放大器。

圖1.高速、低噪聲儀表放大器。

不幸的是，在低增益和高頻下穩定輸出是一個挑戰。通過添加RC補償網絡C來實現穩定性C和 RC，但這些元件的最佳值會隨著增益而變化，從而使整體設計復雜化。此外，對于某些應用來說，大信號響應可能太慢。

圖2所示電路可以在單位增益下實現相當的噪聲，而無需補償。速度主要由運算放大器決定。該電路由三個主要部分組成：輸出運算放大器、FET輸入緩沖器和偏置FET的電流源。

圖2.單位增益穩定版放大器。

輸入級的單位增益配置對運算放大器的噪聲性能有嚴格的限制。在圖1所示電路中，輸入FET的增益有限，從而降低了下一級的噪聲影響。在單位增益配置中，總噪聲在輸入緩沖器和運算放大器之間分配，因此需要一個低噪聲運算放大器。

輸入級電流源

如果實施不當，用于偏置FET輸入緩沖器的電流源會對整體系統噪聲產生巨大影響。最小化偏置噪聲貢獻的一種方法是在簡單的電流鏡中添加衰減電阻，如圖3所示。

圖3.電流鏡退化。

流入晶體管Q的電流0鏡像在晶體管 Q 中1和 Q2.噪聲源包括晶體管的1/f和散粒噪聲。添加退化電阻可將散粒噪聲降低 1 + g 倍mR德根，但對 1/f 噪聲沒有影響。該噪聲源建模為基極和發射極之間的電流，無法通過添加R來改善德根.需要不同的電流源架構來同時降低兩個噪聲源。

圖4.帶電流分配電阻的電流鏡。

修改后的電流鏡如圖4所示。該電流源需要較少的晶體管，允許使用雙晶體管對而不是四通道封裝，并減小了尺寸和成本。噪聲性能得到極大改善，因為散粒噪聲和1/f噪聲都被抵消了。來自晶體管Q的電流0鏡像到晶體管 Q1.該電流使用一對電阻在集電極上分配，因此1/f和散粒噪聲將均勻分配。由于噪聲源來自同一晶體管，因此它們是相干的。輸出為差分輸出，因此噪聲被抵消，如圖5所示。

圖5.顯示噪聲消除的電流源的理想表示。

電流鏡子晶體管仍然退化，以改善電流匹配和輸出阻抗。電流由R兩端的壓降決定德根，因此晶體管匹配并不像未退化的情況下那么重要。這允許使用幾乎任何匹配對，但集電極電容必須很低以保持穩定性。兩種實現方案的差分輸入電容保持不變，因為兩個輸入器件的源之間的耦合主要由放大器的低差分輸入阻抗決定。

為了進行測試，決定偏置電流的基準電壓源由連接到V的電阻器設置。抄送.這使得電路容易出現性能問題，如果V。抄送變化。在實際實現中，應使用齊納、帶隙或IC基準電壓源代替電阻。

運算放大器

運算放大器決定了整個放大器的速度、噪聲、輸出性能和失真，因此必須根據應用進行選擇。表1顯示了合適運算放大器的一些典型值。

表 1.相關運算放大器特性

	寬帶噪聲 （nV/√Hz）	電源電流（每個放大器的mA）	3 dB 帶寬 （MHz @ G = 1）	電源電壓 （V）
ADA4897	1.0	3	230	±1.5 至 ±5
ADA4898	0.9	8	65	±5 至 ±18

ADA4897非常適合實現大多數高速檢測應用所需的低噪聲性能。對于高壓應用，ADA4898也表現良好。該器件能夠采用 ±18V 電源供電，保持低噪聲，同時僅消耗 8mA 電源電流。兩個放大器均采用壓擺率超過50 V/μs的復合設計。

輸入場效應晶體管

輸入FET決定了放大器的輸入特性。最佳性能要求FET具有良好的匹配性、低噪聲和低輸入偏置電流。最重要的是，這些JFET決定了輸入失調電壓，因此它們必須非常匹配。在LSK389的情況下，最大ΔV一般事務人員為 20 mV，對應于 V操作系統20 mV。稍后將討論降低這種相對較高的失調電壓的技術。

表 2.JFET的相關特性

	寬帶噪聲 （nV/√Hz @ f = 1 kHz）	差分柵極至源極截止電壓（mV最大值）	柵極-源極飽和電流比（最小值）	柵極電流 （pA）
LSK389A	0.9 （ID= 2 mA）	20	0.90	不適用
LSK489	1.8 （ID= 2 mA）	20	0.90	–2 至 –25
2N5564	2.0 （ID= 1 mA）	5	0.95	–3
2SJ109	1.1 （ID= 3 mA）	20	0.90	不適用

放大器性能

以下示例使用由LSK389A nJFET、PMP4201晶體管和運算放大器ADA4897實現的放大器。評估板如圖6所示。

圖6.放大器評估板，包括數字電位計連接。

該放大器實現方案最明顯的誤差源是高輸入失調電壓。該失調電壓主要由輸入FET失配決定，可高達10 mV。（LSK389數據手冊聲稱失配高達20 mV，但在測試期間從未見過如此高的數字。增益為100會產生1 V輸出失調，使放大器幾乎無用。在該放大器用作前置放大器之前，需要調整高輸入失調電壓。這是通過AD5292數字電位計完成的。本文討論根據電位計的位置進行失調調整的兩種方法。

輸入失調電壓

測試版本的放大器的輸入失調電壓范圍為1 mV至10 mV。造成這種失調的主要原因是輸入JFET的不匹配。LSK389 數據手冊顯示 IDSS變化可達 10%，影響 V一般事務人員并引入失調電壓。幸運的是，失調源于通過JFET的不等偏置電流，因此可以調整提供這些電流的電流源以補償該誤差。實現零失調電壓的一種方法如圖7所示。

圖7.使用電位計消除輸入失調電壓。

AD5141或AD5292等數字電位計可用于調節通過輸入器件的電流。表3顯示了這些器件的主要特性，包括一個通過SPI接口控制的三端子電位計，用于精確定位游標以實現精確的電阻控制。

表 3.數字電位器規格

	電源電壓 （V）	標稱電阻 （kΩ）	電阻容差 （%）	分辨率（位）	工作溫度（°C）
AD5141	±2.5	10, 100	8	8	–40 至 +125
AD5292	±16	20, 50, 100	1	10	–40 至 +105

遺憾的是，這些數字電位計的端子寄生電容很高（高達85 pF），這會導致穩定性問題和高頻振鈴。圖8顯示了使用該電位計和不使用此電位計的放大器的階躍響應。

圖8.放大器a）帶和b）不帶電位計的階躍響應，用于失調調整。

85 pF的寄生電容連接在輸入FET的源極和地之間，在高頻下引起明顯的振鈴和不穩定。另一種偏置設置可降低輸入失調電壓，同時在高頻下保持低噪聲和穩定性，如圖9所示。

圖9.使用電位計消除輸入失調電壓的替代方法。

在上述兩種偏置方法中，數字電位計用于調節通過每個FET的電流，直到它們的柵源電壓匹配并且輸入失調電壓最小化。但是，圖9的偏置方案可確保電位計的高寄生電容不會導致高頻不穩定和振鈴。它的工作原理是結合圖3和圖4中的兩種不同的電流鏡配置。The Q0/Q1電流鏡通過分離集電極電流為FET提供大部分電流，幾乎沒有從偏置晶體管引入噪聲。Q0/Q2/Q3形成一個更傳統但更嘈雜的電流鏡子。它們經過退化，因此僅提供總FET偏置電流的1%至2%（約30 μA）。這不足以引入顯著噪聲，但允許進行足夠的調整，輕松調整10 mV失調。更重要的是，它確保電位計的寄生電容不會影響輸出。因此，由于 RS分路器，可以根據Q的退化可靠地調整偏移2/Q3，任何電位計寄生效應都對輸出沒有影響。圖10顯示了鏡像修整版本的階躍響應。

圖 10.放大器在電流鏡處調整的階躍響應。

數字電位計提供了一種調整失調電壓的簡便方法，允許在很寬的工作溫度和電壓范圍內將失調降至最低。AD5292內置一個20次可編程存儲器，允許在調整失調電壓后永久存儲游標位置。本電路采用AD5292評估板將失調調整電位計連接在板外。對于更緊湊的設計，數字電位計可以包含在板上，并使用其片內串行接口引腳進行編程。

使用這種方法，使用AD5292 20 kΩ電位計，LSK389/ADA4897放大器的輸入失調電壓成功降至幾微伏。

失調漂移

對于未修整的放大器，失調電壓溫度系數或輸入失調電壓隨溫度升高而增加的速率約為4 μV/°C。增加AD5292后，該值將增加到約25 μV/°C。 這些結果如圖 11 所示。

圖 11.輸入失調電壓與溫度的關系。

盡管漂移變化很大，但放大器的動態范圍得到了顯著改善。考慮一個未修整的放大器，在增益為100，溫度為85°C時失調為5 mV。 這將創建

V外= （V操作系統+ TCV操作系統× T） × G = （5 mV + 4 μV/°C × 85°C） × 100 = 534 mV。

如果在相同工作條件下將失調調整至5 μV，則輸出失調將為

V外= （V操作系統+ TCV操作系統× T） × G = （5 μV + 25 μV/°C × 85°C） × 100 = 213 mV，

從而將動態范圍提高 300 mV 以上。這也支持現場校準和系統級漂移校準和調整技術，從而進一步提高精度。

噪聲

圖 12.不同微調的折合到輸入端的噪聲電壓。

圖12顯示了各種放大器配置的噪聲密度。該放大器在8 mA電源電流下實現了2 nV/√Hz的寬帶噪聲密度，優于現有的集成產品。未調整的1/f噪聲在10 Hz時為4 nV/√Hz，在1 Hz時為16 nV/√Hz。 請注意，傳統電流鏡（紅色曲線）的1/f和寬帶噪聲都高出1.5至2倍，并且總體噪聲在調整后幾乎保持不變，如其他三條曲線所示。

小信號傳遞函數

圖13和圖14顯示了各種增益和調整設置下的頻率響應。請注意，RS調整放大器不穩定，未調整和鏡像調整版本之間的頻率響應相同。

圖 13.放大器的未修整版本在不同增益下的帶寬。

圖 14.用于不同電位計放置的單位增益帶寬。

輸入偏置電流

輸入偏置電流使用增益配置和檢測電阻測量。表4顯示了各種器件、電壓和溫度的典型范圍。

表 4.輸入偏置電流值

	ADA4897 （25°C）	ADA4897 （125°C）	ADA4898 （±5 V）	ADA4898 （±15 V）
輸入偏置電流 （pA）	<1	4000–10,000	<1	15–50

結論

隨著越來越多的應用需要具有高輸入阻抗、低噪聲和最小失調電壓的專用運算放大器，能夠使用分立器件設計專用電路變得越來越重要。本文介紹了一款高速、低噪聲放大器，其輸入失調電壓可調，僅使用四個分立器件。討論了每級的設計考慮因素，特別強調了放大器的噪聲性能以及消除散粒和1/f噪聲的各種方法。使用運算放大器ADA4897和LSK389 JFET，設計并測試了一款單位增益放大器，具有2 nV/√Hz輸入參考噪聲，電源電流僅為8 mA。10 mV范圍內的高輸入失調電壓使用數字電位計AD5292進行數字調整。討論了替代部件，以適應不同的應用和環境。

審核編輯：郭婷