零中頻（ZIF）架構從無線電的早期就已經存在。如今，ZIF 架構幾乎可以在所有消費無線電中找到，無論是電視、手機還是藍牙技術。這種廣泛采用的關鍵原因是，它一次又一次地被證明可以提供任何無線電技術中成本最低、功耗最低、占用空間最小的解決方案。從歷史上看，此體系結構一直被要求高性能的應用程序所保留。然而，隨著我們周圍對無線的需求不斷增長以及頻譜的迅速擁擠，為了繼續在支持我們無線需求的基礎設施中經濟地部署無線電，需要進行變革。當代零中頻架構可以滿足這些需求，因為通常與這些架構相關的許多損傷已經通過過程、設計、分區和算法的組合得到解決。ZIF 技術的新進展挑戰了當前的高性能無線電架構，并推出了具有突破性性能的新產品，以實現以前 ZIF 無法企及的新應用。本文將探討ZIF架構的諸多優勢，并介紹它們為無線電設計帶來的新的性能水平。

無線電工程師的挑戰1

當今的收發器架構師面臨著越來越多的需求的挑戰，這些需求是由我們對無線設備和應用不斷增長的要求驅動的。這導致持續需要訪問更多帶寬。

多年來，設計師已經從單載波無線電轉向多載波無線電。當頻譜在一個頻段中被完全占用時，將分配新的頻段;現在必須提供40多個無線頻段。由于運營商在多個頻段擁有頻譜，并且必須協調這些資源，因此趨勢是載波聚合，載波聚合導致多頻段無線電。這一切都導致更多的無線電，具有更高的性能，需要更好的帶外抑制，改善輻射和更低的功耗。

雖然對無線的需求正在迅速增加，但功率和空間預算卻沒有。事實上，隨著節約電力和空間的需求不斷增加，減少碳足跡和物理足跡都非常重要。為了實現這些目標，需要對無線電架構和分區有一個新的視角。

集成

為了增加特定設計中的無線電數量，必須減小每個無線電的占用空間。傳統的方法是逐步將越來越多的設計集成到一塊硅片上。雖然從數字角度來看這可能是有意義的，但為了集成而集成模擬功能并不總是有意義的。其中一個原因是無線電中的許多模擬功能無法有效集成。例如，傳統的IF采樣接收器如圖1所示。IF采樣架構有四個基本階段：低噪聲增益和RF選擇性、頻率轉換、IF增益和選擇性以及檢測。為了提高選擇性，通常使用SAW濾波器。這些器件無法集成，因此必須脫離片外。雖然RF選擇性由壓電或機械器件提供，但偶爾LC濾波器用于IF濾波器。雖然LC濾波器偶爾會集成在單片結構上，但濾波器性能（Q和插入損耗）的折衷以及數字化儀（檢測器）采樣速率所需的提高都會增加整體耗散。

數字化儀（模數轉換器）必須采用低成本CMOS工藝，以保持合理的成本和功耗。雖然它們肯定可以在雙極工藝上制造，但這會導致更大和更耗電的器件，這與尺寸優化背道而馳。因此，標準CMOS是此功能所需的工藝。這對于高性能放大器的集成，尤其是IF級來說是一個挑戰。雖然放大器可以集成在CMOS工藝上，但很難從針對低功耗和低電壓優化的工藝中獲得所需的性能。此外，將混頻器和IF放大器集成在片上需要級間信號在數字化之前從片外路由以訪問IF和抗混疊濾波器，從而放棄了集成的大部分優勢。這樣做會適得其反，因為它會增加引腳數和封裝尺寸。此外，每次關鍵模擬信號通過封裝引腳時，都會在性能上做出妥協。

圖1.傳統的中頻采樣接收器。

最佳的集成方法是對系統進行重新分區，以消除無法集成的項目。由于SAW和LC濾波器無法有效集成，因此最好的選擇是通過重新架構來確定如何擺脫它們。圖2顯示了一個典型的零中頻信號鏈，該信號鏈通過將RF信號直接轉換為復基帶來實現這些目標，完全無需IF濾波器和IF放大器。選擇性是通過在I/Q基帶信號鏈中引入一對低通濾波器來實現的，該濾波器可以集成為有源低通濾波器，而不是片外損耗固定IF器件。傳統的中頻SAW濾波器或LC濾波器本質上是固定的，而這些有源濾波器通常可以在數百kHz范圍內到數百兆赫茲進行電子調諧。改變基帶帶寬允許同一器件覆蓋很寬的帶寬范圍，而無需更改物料清單或在不同的固定IF濾波器之間切換。

圖2.典型的零中頻采樣接收器。

雖然從圖中看并不直觀，但零中頻接收器也可以通過改變本地振蕩器來覆蓋非常寬的RF頻率范圍。零中頻收發器提供真正的寬帶體驗，典型覆蓋范圍從幾百兆赫茲到大約 6 GHz。如果沒有固定濾波器，就可以使用真正靈活的無線電，從而大大減少并可能消除開發無線電設計頻段變化所需的工作量。由于采用了靈活的數字化儀和可編程基帶濾波器，零中頻設計不僅提供了高性能，而且在采用寬頻率和帶寬范圍方面具有極大的靈活性，同時保持幾乎平坦的性能，而無需針對每種配置優化模擬電路（如濾波器），這是真正的軟件定義無線電（SDR）技術。這也大大增加了占用空間的減少，因為消除了必須覆蓋多個頻段的應用的濾波器組。在某些情況下，RF濾波器可能會被完全消除，從而引入完全寬帶的無線電，幾乎不需要任何努力來改變頻段。通過消除某些器件并集成其他器件，零中頻設計所需的PCB尺寸大大減少，不僅簡化了重新綁帶過程，而且還減少了在需要時更改外形尺寸的工作量。

占地面積最小

直接比較每種架構的PCB面積（圖3和圖4）表明，對于雙接收路徑，合理實現的相應PCB面積為2880 mm2（18 mm × 160 mm） 用于 IF 采樣和 1434 mm2（18 mm × 80 mm）用于零中頻采樣。不包括可能消除RF濾波器和其他簡化，2與當前的中頻采樣技術相比，零中頻架構可將無線電占用空間減少多達50%。未來一代設計可以通過額外的集成使這些節省加倍。

圖3.典型的中頻采樣布局。

圖4.典型的零中頻采樣布局。

最低成本

從直接物料清單的角度來看，從中頻采樣系統遷移到零中頻架構可節省33%。成本分析總是很困難。然而，對圖1和圖2的徹底檢查表明，許多分立器件被省略，包括IF和抗混疊濾波，并且集成了混頻器和基帶放大器。不明顯的是，由于零中頻接收器固有地提供傳統中頻采樣架構所沒有的帶外抑制，因此整體外部濾波要求大大降低。零中頻架構中有兩個因素推動了這一點。第一種是有源基帶濾波器，它同時提供帶內增益和帶外抑制。第二種是高采樣速率低通Σ-Δ轉換器，用于數字化I/Q信號。有源濾波器減少了帶外分量，而ADC的高采樣速率將混疊點移動到足夠高的頻率，因此不需要外部抗混疊濾波（因為有源濾波器已充分抑制信號）。

圖5.有源基帶濾波器和ADC。

如圖5所示，通過將基帶信號施加到有源濾波器，高頻成分被滾降。然后，ADC對低通濾波器的任何殘余輸出進行數字化并最終濾波。級聯結果如圖 6 所示。該圖顯示了有源濾波器和Σ-Δ型ADC復合效應下的典型接收器性能。此處顯示的是帶內和帶外功率的典型3 dB降敏。請注意，帶外性能在沒有任何外部濾波的情況下有所改善。

對于類似的性能水平，中頻采樣接收器依靠分立式中頻濾波（如SAW技術）來實現選擇性和帶外信號保護，并防止寬帶信號混疊和噪聲混疊回到帶內。還必須保護中頻采樣架構免受其他不需要的混頻器術語的影響，包括半中頻項，這會增加RF和IF濾波要求，并限制采樣速率和IF規劃。零中頻架構沒有這樣的頻率規劃限制。

圖6.典型的零中頻帶外抑制。

根據設計和應用的不同，這種原生抑制可降低或消除外部RF濾波要求。這導致省略直接節省成本，因為外部RF濾波器可能相對昂貴，具體取決于類型。其次，去除這些有損器件可以消除RF增益級，不僅可以節省成本，還可以降低功耗并改善線性度。所有這些都增加了重新分區和智能集成帶來的節省。

如前所述，很難評估成本，因為這在很大程度上取決于數量和供應商協議。然而，詳細分析表明，零中頻架構通常通過集成、消除和降低需求的影響，將整個系統成本降低多達 1/3。請務必記住，這是系統成本，而不是設備成本。由于更多的功能被放置在更少的設備中，因此某些設備成本可能會增加，而整體系統成本會降低。

除了物料清單成本之外，集成的零中頻接收器還解決了其他幾個問題。由于集成系統減少了系統中的設備數量，因此組裝成本更低，工廠良率更高。由于離散器件較少，因此對準時間更短。這些項目共同降低了工廠成本。

由于零中頻接收器是真正的寬帶，因此重新帶可降低工程成本。在中頻采樣系統中，必須仔細選擇中頻頻率，但對于零中頻系統，不需要仔細規劃。新波段可以主要通過更改本地振蕩器來添加。此外，由于許多應用在使用零中頻時不需要外部RF濾波器，因此可能會進一步簡化。總體而言，當考慮零中頻解決方案時，當直接成本與上述制造和工程成本一起考慮時，可以節省大量成本。

最低功耗

簡單地采用圖1所示的架構并將其直接集成到片上系統中，不會節省功耗或成本。節能來自于選擇一種高效的架構，該架構可以針對其目標過程進行優化。像所示的IF采樣接收器這樣的架構涉及許多高頻和中頻，這些頻率很難在低成本工藝上擴展，因此需要消耗大量功率來支持所需的頻率。但是，圖2所示的零中頻架構可以立即降低直流（基帶）的目標頻率，從而實現盡可能低頻率的電路。

同樣，將帶寬投入到這個問題上也是低效的。直接RF采樣等架構提供寬帶寬和很大的靈活性。但是，向系統添加帶寬總是會為問題增加額外的功率，正如Walden所記錄的那樣。3和摩爾曼。4

除非需要原始帶寬，否則僅解決帶寬問題并不能為大多數接收器應用提供經濟的解決方案。這些長期研究的數據顯示了轉換器發展的兩個領域。技術前沿記錄了技術的進步，這些進步以動態范圍和帶寬的形式提供了內核交流性能的顯著提高。架構前端記錄了整體核心架構效率的進步。通常，隨著設計的優化，曲線首先向右移動，然后向上移動。對于通信應用，工作往往沿技術前沿進行，如圖7所示，線路斜率每降低一個十倍頻程轉換器效率約10 dB。在這個斜率下，帶寬加倍會導致功耗約為三倍。然而，當這些內核集成到功能器件中時，效率已經提高，并且當它向架構前沿靠攏時，通常會帶來接近2的功率損失。

圖7.核心ADC技術的品質因數。4

對于關注功耗的應用，結論是，最低功耗的解決方案是針對應用優化帶寬和采樣速率的解決方案。采用Σ-Δ轉換器的零中頻采樣針對此類應用進行了優化。根據具體實現方案，與中頻采樣架構相比，實現零中頻接收器的功耗節省可能減少50%或更多，與直接RF采樣相比，節能可能降低多達120%。

功率也與成本直接相關。更高的功率不僅會推動更昂貴的封裝和電源發電，而且電路每耗散一瓦，每千瓦時12美分，運營成本每年每瓦超過1美元。鑒于許多電子設備的成本較低，運行它們一年的功率很容易超過其直接成本。因此，隨著集成無線電解決方案選項的出現，對成本和功耗敏感的應用必須謹慎選擇權衡。選擇不必要地增加耗散的架構不僅會增加功耗，還可能影響解決方案的長期運營成本。

性能增強

對于無線電設計，有許多關鍵指標被認為是重要的。其中包括噪聲系數 （NF）、線性度 （IP3、IM3）、脫敏和選擇性等規格。除了正常的無線電規格之外，還有其他重要的規格，但通常對大多數用戶隱藏。其中包括作為時間、電源、溫度和過程函數的規格分布和漂移。零中頻架構滿足無線電設計的這些和其他關鍵要求。

按溫度、供應和過程進行跟蹤

完全集成的收發器架構的好處之一是，對于設計合理的無線電來說，設備匹配可以更好，不僅僅是最初，而且如果設計得當，設備可以有效地跟蹤過程、溫度、電源和頻率。任何殘留的不匹配都可以通過通常嵌入在這些集成解決方案中的信號處理技術輕松消除。雖然這是IC設計的典型特征，但無線電集成的不同之處在于，由于所有頻率相關項都位于具有零中頻設計的芯片上，因此也可以對其進行跟蹤。如圖1所示的典型無線電包括一個片外IF濾波器。IF濾波器的特性將隨時間、溫度或器件之間的函數而變化，這與片上的任何內容無關，無法跟蹤。然而，集成濾波器的主要優點之一是，由于它是用片上器件構建的，因此可以縮放或使器件按比例跟蹤彼此，以保持性能穩定。那些無法通過設計穩定的項目可以很容易地校準。最終結果是，在預算器件變化時，與所有器件都不相關的分立設計相比，所需的裕量要少得多。

例如，為混頻器、中頻濾波器、中頻放大器和ADC分別分配1 dB的NF變化并不少見。在為績效編制預算時，必須級聯這些變化。然而，在集成設計中，所有關鍵規格要么相互跟蹤，要么經過校準，結果是單個器件變化為1 dB，大大簡化了信號鏈變化。與具有不相關項的設計相比，這可能會對設計產生重大影響，否則需要額外的系統增益來抵消噪聲的潛在增加，從而影響最終產品的成本、功耗和線性度。在圖2所示的集成設計中，性能的總變化比不相關的設計小得多，因此需要更小的系統增益。

先進的校正技術

零中頻接收器通常有兩個過去引起關注的區域。由于復雜數據是用一對代表實部和虛部分量的真實級聯網絡生成和表示的，因此產生的誤差表示各個信號鏈的增益、相位和失調，如圖8所示。

圖8.顯示增益、相位和失調項的正交誤差。

這些錯誤表現為頻譜中的鏡像，并且通常會阻止這些架構被更廣泛地采用。但是，作為一種集成解決方案，這些偽影可以通過模擬優化和數字校正輕松控制。圖 9 顯示了復雜數據的典型未校正表示。這里可以看到LO泄漏（和直流偏移）和鏡像抑制（正交誤差）。

圖9.典型的未校正LO泄漏和鏡像抑制。

LO 泄漏控制

LO泄漏表現為I或Q信號路徑中的直流失調增加。這是由于LO直接耦合到RF信號路徑并相干下變頻至輸出的結果。結果是混頻器產品顯示為直流失調，增加了信號鏈中的任何殘余直流失調。良好的零中頻架構將在最初以及隨時間、溫度、電源和工藝變化時自動跟蹤和糾正這些誤差，從而使性能優于–90 dBFS，如圖10所示。

圖 10.典型的LO泄漏控制。

質量經濟

為了防止圖像中斷性能，通常會實施正交糾錯（QEC）。圖 11 顯示了此類函數可能產生的影響。在本例中，圖像改善到優于–105 dBc，這對于大多數無線應用來說綽綽有余。對于LO泄漏和QEC，采用跟蹤來確保隨著性能隨時間的變化，校正保持最新，確保始終實現最佳性能。

圖 11.具有LO泄漏控制的典型正交校正。

正交誤差和LO饋通在無線電系統中很重要。如果誤差足夠大，大阻塞的圖像可能會掩蓋較小的期望信號。在圖12中，大型阻塞信號的圖像落在15 MHz，而目標信號以20 MHz為中心。如果鏡像部分或全部落到目標信號上，則會降低目標信號的信噪比，從而導致解調錯誤。通常，像LTE和W-CDMA這樣的系統對這些類型的圖像有合理的容忍度，但不能完全免疫。通常，這些系統需要75 dBc或更好的鏡像抑制，如圖11所示，零中頻架構很容易滿足并保持。

圖 12.阻擋所需信號的圖像示例。

AD9371

零中頻發送和接收的典型例子是AD9371。如圖13所示，AD9371提供非常高的集成功能，包括雙發送、雙接收以及其他功能，包括觀察和嗅探器接收器以及集成AGC、直流失調校正（LO泄漏控制）和QEC。該產品提供從 300 MHz 到 6 GHz 的廣泛射頻覆蓋范圍。每個發射器可以覆蓋 20 MHz 和 100 MHz 的合成帶寬，而每個接收器能夠覆蓋 5 MHz 到 100 MHz 之間的合成帶寬。雖然該器件面向 3G 和 4G 應用，但它是許多其他通用無線電和高達 6 GHz 的軟件定義應用的理想解決方案。

圖 13.AD9371集成零中頻收發器

AD9371提供完整的系統集成，包括前面討論的所有頻率相關器件以及12 mm×12 mm BGA封裝中的所有校準和校準功能。除了圖4所示的接收功能外，圖14還包括所需的發射功能，以產生非常緊湊的雙收發器設計。功耗取決于確切配置，包括帶寬和啟用的功能，但AD9371的典型功耗僅為4.86 W，包括保持LO泄漏和鏡像抑制的數字功能。

圖 14.典型的零中頻收發器布局。

AD9371的關鍵性能

噪聲系數

圖15和圖16顯示了AD9371的典型NF特性。第一個圖顯示了RF頻率的廣泛掃描，并且NF在此頻譜上相對平坦。該器件的輸入結構采用衰減器的形式，因此NF以dB為單位增加dB。假設最差情況下的噪聲系數為16 dB，衰減為零，外部增益變化允許約4 dB衰減，則可以假設總噪聲系數為20 dB。提供至少24 dB增益的外部LNA（0.8 dB）將提供2 dB的系統噪聲系數。

圖 15.AD9371 NF，具有0 dB衰減和40 MHz帶寬。

圖16顯示了噪聲系數相對于AD9371輸入的帶外阻塞信號的函數關系。假設外部增益為24 dB，則相對于該器件輸入的0 dBm將出現在相對于天線連接器的–24 dBm處。僅考慮AD9371的影響，集成接收器降級3 dB時，總噪聲系數下降約為1 dB。

圖 16.AD9371 噪聲系數與帶外信號功率的關系

鏡像抑制

與LO泄漏類似，接收鏡像抑制可以通過圖17中的信息來估計。天線的典型輸入電平為–40 dBm時，相對于天線端口，可以估計圖像比天線端口低80 dB或–120 dBm更好。

圖 17.接收器鏡像抑制。

結論

雖然以往的零中頻架構僅限于低性能應用，但AD9371等新產品提供了改變游戲規則的性能。這些器件不僅提供與IF采樣接收器一致的性能，還通過重新劃分無線電更進一步，從而創建更強大的架構，不僅可以降低制造成本，還可以降低部署后的運營成本。對于低解決方案成本設計，不再需要犧牲無線電性能，使用戶能夠將時間和資源集中在開發應用上，而不是無線電實現上。

審核編輯：郭婷