作者：Fil Paulo Balat, Jefferson Eco, and James Macasaet

在要求降低輸出噪聲的應用中，開關轉換器可能會因輸出浪涌過大而遇到啟動延遲或根本無法啟動。輸出浪涌電流是由于輸出濾波器設計不當及其影響造成的，可以通過增加軟啟動時間、提高開關頻率或降低輸出電容來最小化。本文將介紹防止由于輸出浪涌過大而導致的啟動問題的實際設計考慮因素。

介紹

許多開關轉換器設計都是由嚴格的輸出噪聲要求驅動的。對低輸出噪聲的需求促使設計人員實施繁重的輸出濾波，例如在輸出端使用多個電容器。隨著輸出軌兩端電容的增加，過大的浪涌電流可能會成為啟動期間的一個問題，這可能導致電感飽和或電源開關損壞。

單片開關穩壓器的電源開關位于芯片內部，而不是開關控制器。這是負載點開關轉換器應用的理想方法，因為它具有更小的PCB尺寸和更好的柵極驅動電路設計等優點。這意味著過流保護成為避免損壞開關和穩壓器芯片本身的必要條件。ADP5070雙通道、高性能DC-DC單芯片開關穩壓器就是一個例子，如圖1所示。

圖1.采用ADP5070穩壓器的開關轉換器。

為了防止在輸出過載條件下或高電流流過內部開關時啟動時損壞，開關穩壓器制造商在單片開關穩壓器上采用不同的限流技術。盡管存在限流保護，但開關穩壓器可能無法按預期正常工作，尤其是在啟動期間。例如，打嗝模式作為限流保護時，在輸出電容仍完全放電的初始上電時，開關穩壓器可能會進入打嗝模式，從而導致更長的啟動時間或可能根本無法啟動。輸出電容可能會拉動過多的浪涌電流，除負載外，還會導致電感電流變高并達到打嗝模式限流門限。

過流保護方案

將電源開關集成在開關轉換器內，使限流保護成為一項基本功能。三種常用的限流方案是：恒流限制、折返限流和打嗝模式限流。

恒流限制

對于恒定限流方案，輸出電流保持恒定至特定值（I限制） 發生過載情況時。結果，輸出電壓下降。該方案通過使用逐周期限流來實現，該限流利用通過電源開關的峰值電感電流信息來檢測過載情況。

圖2.逐周期恒流限制。

圖2顯示了峰值限流方案在正常和過載條件下降壓轉換器的典型電感電流。在過載條件下，如 I 所示限制，當檢測到的峰值電流大于預定閾值時，開關周期終止。

在恒流限制方案中，輸出電流保持在I限制，導致穩壓器中的高功率耗散。這種功耗會導致結溫升高，這可能會超過熱限值。

折返限流

折返限流方案部分解決了恒流限制問題，有助于在故障或過載條件下將晶體管保持在安全的工作區域。圖 3 顯示了 V 的比較外與我外恒定電流和折返限流方案之間的響應曲線。輸出電流的降低（I外），與恒流限制相反，可降低功耗，從而降低開關轉換器上的熱應力。

圖3.V外與我外常數和折返方案的曲線。

該方案的缺點是它不能完全自我恢復。由于其折返特性，并且取決于負載的性質，一旦達到或超過限流閾值，工作點可能會落入向短路工作點的折返區域。這需要重啟器件或重新使能器件以恢復正常工作狀態。

打嗝模式限流

在打嗝模式限流方案中，轉換器開關進入一系列短脈沖脈沖，然后進入休眠時間，因此得名打嗝。一旦發生過載情況，開關轉換器將進入打嗝模式，其中休眠時間是指開關在預定義的時間段內關閉。在休眠時間結束時，開關轉換器嘗試從軟啟動再次啟動。如果電流限制故障清除，器件將恢復正常工作，否則，它將重新進入打嗝模式。

打嗝模式限流方案克服了所討論的兩種過流保護的缺點。首先，它解決了散熱問題，因為休眠時間減少了允許轉換器冷卻的平均負載電流。其次，一旦過載條件消除，它就可以順利自動恢復。

但是，如果打嗝模式檢測器在啟動期間處于活動狀態，則可能會出現一些問題。除負載電流外，過大的浪涌電流還可能導致電感電流超過電流限制閾值，從而觸發打嗝模式并阻止轉換器啟動。例如，ADP5071反相穩壓器的負輸出配置為–15 V輸出電壓和100 mA輸出電流，總輸出電容約為63 μF，但采用3.3 V電源供電后未啟動。負電源軌處于打嗝模式，如圖4所示，由大輸出浪涌電流觸發。電感電流峰值約為1.5 A，超過了約1.32 A的典型限流閾值。

圖4.打嗝模式下的反相穩壓器ADP5071。

此外，如果由于輸出電容較大而導致浪涌過大，轉換器的啟動時間可能會意外延長，如圖5所示。

圖5.ADP5070反相穩壓器延遲啟動。

開關轉換器中的電感電流

電感電流平均值

在非隔離式開關轉換器中，電感的位置決定了轉換器拓撲。由于輸入和輸出之間有一個共同的接地基準，電感的位置只有三種不同的電源軌：輸入、輸出和接地電源軌。

請參考圖 6 中所示的三種基本交換拓撲。當電感位于輸出軌時，拓撲為降壓。當它位于輸入軌時，拓撲是升壓的。當電感位于接地軌時，拓撲結構為反相降壓-升壓。

圖6.基本交換拓撲

在穩態條件下，平均電流（I外軌）必須等于輸出電流，因為電容器上的平均電流為零。對于降壓拓撲，IL-AVE= I外.但是，對于升壓和反相降壓-升壓拓撲，ID-AVE= I外.

對于升壓和反相降壓-升壓拓撲，電流僅在關斷期間流過二極管。因此，我D-AVE= IL-AVE在開關關閉期間。參考圖7，得出平均電感電流相對于輸出電流。關斷期間綠色的矩形區域是平均二極管電流ID-AVE，高度等于 IL-AVE，寬度等于 T關閉.該電流全部進入輸出端，因此可以轉換為平均寬度為T且高度為I的矩形區域外.

圖7.升壓或降壓-升壓逆變器的二極管電流。

表1顯示了平均電感電流I的摘要L-AVE和開關占空比D.根據公式，當輸入電壓處于最小值時，電感電流將達到最大值，從而提供最大占空比，并且輸出電流處于最大值。

電感電流峰值

圖8顯示了降壓-升壓逆變器在連續導通工作模式下穩態條件下的電感電壓和電流波形。對于任何開關拓撲，電感電流紋波量（?IL）可以根據理想電感公式2推導出來。

圖8.電感電流的“擺動”。

在電感電流呈三角形并表現出恒定變化率的開關轉換器應用中，因此具有恒定的感應電壓，（?IL/?t）可用于電感方程，如重新排列的公式3所示。電感器電流紋波由施加到電感器和電感的電壓秒決定。

開關導通時間很容易與占空比和開關頻率相關聯，如公式4所示。因此，在開關開啟期間使用伏秒乘積比在后續公式中使用開關關閉更方便。

表2匯總了三種不同拓撲中的電感電流紋波。伏秒乘積項 t上，基于等式 3，替換為等式 4，項 VL-開啟根據拓撲結構，由電感兩端的感應電壓代替。

回顧圖8中的穩態電感電流，可以觀察到電感電流平均值僅位于斜坡的幾何中心或波形擺動點?IL/2.因此，電感電流峰值是電感電流平均值和電感電流紋波的一半之和，如公式5所示。

電容器浪涌電流

電容器的充電電流或位移電流方程在公式6中定義。它指出電流流過電容器與電容器兩端的電壓變化率相對應。

在為開關轉換器選擇輸出電容值時，應考慮電容充電電流。啟動時，假設電容器電壓等于零或沒有電容器電荷，輸出電容器將開始充電并根據總電容和電容器電壓的變化率吸收盡可能多的電流，直到電容器電壓達到穩態。

開關轉換器中輸出電壓的上升是一個具有恒定斜率的受控斜坡，因此可以簡化變化率方程，如公式7所示。輸出電壓的變化（?V）對應于穩態時的輸出電壓，?t對應于啟動期間輸出達到其最終值所需的時間，或者通常所說的軟啟動時間。

如果輸出電容過多（C外）或者如果軟啟動時間較短，則要求穩壓器I的電流帽可能太高，這可能會導致轉換器操作出現問題。這種大量的電流脈沖稱為浪涌電流。圖9顯示了輸出為15 V、10 μF輸出電容和4 ms軟啟動時間的反相降壓-升壓轉換器啟動期間的電容浪涌電流和輸出電壓。

圖9.輸出電容浪涌電流。

啟動時的電感電流峰值

一個簡單的升壓轉換器電路如圖10所示。當晶體管開關處于閉合開關狀態時，電流流過電感器，而沒有電流流過輸出軌。它是C的放電階段外其中放電電流（I帽） 進入輸出，而沒有一個通過反向偏置二極管。當晶體管的開路開關關閉時，電流ID流過二極管。

圖 10.升壓DC-DC轉換器電路。

根據基爾霍夫電流定律，電流通過輸出軌（ID） 必須等于流過輸出電容器的電流之和 （I帽）和輸出負載（I外).這由公式8描述。

該公式適用于每個充電階段或電容器兩端電壓上升時。因此，當輸出電容器的初始狀態放電或輸出電壓尚未處于穩態值時，它也適用于開關轉換器啟動期間。

啟動期間的電感電流峰值可以使用公式5定義，包括輸出電容引起的浪涌電流的影響。公式 8 將應用于 IL-AVE表 1 中的公式，替換 I外與我外+ 我帽.啟動期間的電感電流峰值方程總結于表3。

對于三種拓撲中的任何一種，電感電流峰值與I 成正比外.在輸出電流方面，輸出電容必須設計在滿載條件下。

大多數應用要求在輸入電壓范圍內工作。因此，相對于輸入電壓，降壓與其他兩種拓撲在電感電流的直流和交流分量電壓大小方面存在差異。這可以通過圖 11 更好地理解。對于降壓轉換器，隨著輸入電壓的上升，交流元件電壓也會上升。平均電流等于輸出電流，因此直流分量電壓保持恒定。因此，電感電流峰值在最大輸入電壓下最大。

圖 11.電感電流相對于輸入電壓。

對于升壓和降壓-升壓逆變器，隨著輸入電壓的上升，交流元件電壓上升，但直流元件電壓會下降，因為占空比對平均電流的影響，如表1所示。直流分量電壓占主導地位，因此電感峰值電流在最小輸入電壓下處于其最大額定值。在輸入電壓方面，輸出電容的設計必須在降壓的最大輸入電壓和升壓和降壓-升壓逆變器的最小輸入電壓下進行。

減輕浪涌的影響

輸出電容濾波器

如前幾節所示，輸出端電容過大會導致高浪涌電流，這可能導致電感電流峰值在啟動期間達到限流閾值。因此，適量的電容對于實現最小的輸出電壓紋波，同時保持良好的轉換器啟動性能是必要的。

對于降壓轉換器，C之間的關系外峰峰值電壓紋波由公式9定義。

對于升壓和反相降壓-升壓轉換器，C之間的關系外峰峰值紋波由公式10定義。

請注意，這些方程忽略了寄生元件對電容器和電感器的影響。這些符合轉換器的額定規格，可以幫助設計人員限制添加到輸出端的電容器。濾波電平和輸出浪涌電流的良好平衡是關鍵考慮因素。

第二級LC濾波器

在某些情況下，輸出電壓上會出現開關瞬變，如圖12所示。如果幅度很大，則輸出負載就會成為問題。開關尖峰主要是由輸出軌上電流的開關轉換引起的，輸出軌是升壓和降壓-升壓逆變器的二極管電流。由于PCB銅跡線上的雜散電感，它們可以被放大。由于尖峰的頻率遠高于轉換器的開關頻率，因此僅靠輸出濾波電容無法降低峰峰值紋波，需要額外的濾波。

圖 12.具有開關瞬變的輸出電壓紋波。

圖12顯示了升壓轉換器中電感的周期性開關動作，藍色跡線表示，輸出電壓紋波表示黃色跡線。在電感電流的開關轉換時，紋波電壓內觀察到高頻瞬變。

Kevin Tompsett的《為開關電源設計第二級輸出濾波器》是一篇關于 analog.com 的精彩文章，它提供了有關如何通過二級LC濾波降低高頻瞬變的更多見解。

紋波測量

在獲得輸出電壓紋波時，正確的測量方法也很重要。不正確的測量設置可能導致不準確的高壓紋波讀數，可能導致輸出電容器的過度設計。很容易犯這樣的錯誤：在輸出端放置過多的電容，以期減少電壓紋波，而沒有意識到權衡。

Aldrick Limjoco編寫的題為“測量開關穩壓器中的輸出紋波和開關瞬變”的應用筆記應該會有所幫助。

軟啟動功能

對于升壓和反相降壓-升壓，電感電流的直流分量電壓的增加決定了更大的影響。在較低的輸入電壓下，占空比的增加會導致電感平均電流大幅增加，如表3公式中的（1-D）因子所示，圖11也對此進行了說明。這意味著必須顯著降低輸出電容器的浪涌電流。它是通過增加軟啟動時間（t黨衛軍） 在等式 7 中。

圖 13.電感電流與軟啟動時間的關系

大多數開關穩壓器（t黨衛軍）具有軟啟動功能，該功能是指其能力，以便設計人員可以選擇在啟動期間調整輸出電壓的上升時間。改變單個電阻的值通常是調整軟啟動時間的便捷方法。圖13顯示了降壓-升壓逆變器的啟動波形。通過軟啟動時間從4 ms更改為16 ms，電感電流峰值顯著降低25%。

提高開關頻率

圖14顯示了改變開關頻率（f西 南部).假設占空比D和輸出電流是恒定的，則交流分量電壓或電感電流?I。L/2受 f 變化的影響西 南部，而直流分量電壓則不是。因此，電感電流峰值成反比，在較高的開關頻率下較低。

圖 14.影響電感電流峰值的因素

ADP5070：示例

輸出電容可以有多大？

ADP5070是一款單芯片、雙升壓和反相降壓-升壓穩壓器，采用打嗝模式限流方案作為過流保護。一些客戶忘記考慮在輸出端放置過多電容的權衡，特別是在高占空比工作條件或最小輸入電壓下。這通常會導致反相輸出端的啟動問題，因為反相降壓-升壓穩壓器設計的限流閾值低于升壓穩壓器。

圖15可幫助應用工程師了解ADP5070輸出端允許的電容大小，以避免啟動問題。最大 C外顯示與.max I外在不同的輸入和輸出電壓組合上，使用電感峰值電流與輸出電流的直接關系，包括表3公式中的浪涌。在考慮最佳V后，這將有助于輸出電容器值的設計限制外使用公式9或公式10的紋波性能。

兩個圖都是根據最短的t黨衛軍以及穩壓器的限流閾值。選擇的外部元件具有比穩壓器高得多的電流處理能力。換句話說，這些圖中的數字肯定會在幅度上增加，如果 t黨衛軍都增加了。

圖 15.最大 C外相對于最大負載電流。

對于需要更高輸出負載電流的應用，應考慮ADP5071。ADP5071設計了比ADP5070更高的限流門限，適用于升壓和反相降壓-升壓穩壓器。

計算數據與測量數據

圖16顯示了反相穩壓器的電感感應電壓和電流的啟動波形，而圖17中的數據顯示了使用表3中的公式計算得出的電感電流數據和測量臺數據。

圖 16.啟動時的電感電流和感應電壓。

圖 17.電感電流：計算與測量。

數據證明，如果黨衛軍增加，從而降低電感峰值電流。在 4 毫秒 t 時黨衛軍，反相穩壓器已經達到0.6 A的限流閾值，并且有啟動問題的趨勢。補救措施是增加黨衛軍至16 ms，以提供足夠的電感峰值電流裕量。

結論

本文表明，在設計開關轉換器時，仔細設計輸出濾波電容非常重要。充分了解啟動期間影響電感峰值電流的因素有助于避免啟動問題。升壓和反相降壓-升壓轉換器更容易出現這些問題，尤其是那些使用打嗝模式限流方案的轉換器。

提供了電感峰值電流與輸出浪涌電流之間的直接關系。在設計輸出電容時，它將被證明是有用的，同時跟蹤電感峰值電流相對于限流閾值。在相同的輸出條件下，可以通過增加軟啟動時間或轉換器開關頻率來最小化輸出浪涌電流。

審核編輯：郭婷