終于到了最關(guān)鍵的環(huán)節(jié)，也是最難的環(huán)節(jié)，如何求出開關(guān)級(jí)的傳遞函數(shù)？

也就是下圖這一級(jí)。

這一級(jí)之所以這么難，主要是有開關(guān)元器件，本身是非線性的。

當(dāng)然了，前面第2小節(jié)我們已經(jīng)闡明了，在滿足低頻，小信號(hào)等條件下，也可以看成是線性的，這里就不再說了。

那么如何求解傳遞函數(shù)呢？

求解方法

求的方法有很多種，常見的有下面這幾種：

1、小信號(hào)模型的建模思路——基本建模法

2、狀態(tài)空間平均法

3、開關(guān)元件平均模型法

4、開關(guān)網(wǎng)絡(luò)平均模型法

上面這幾種方法在《開關(guān)變換器的建模與控制+張衛(wèi)平編著》這本書中都有非常專業(yè)詳細(xì)的講解。其實(shí)我此章也主要是看這本書進(jìn)行的一個(gè)總結(jié)。

我個(gè)人覺得最好的應(yīng)該是第4種——開關(guān)網(wǎng)絡(luò)平均模型法，或者說這是我最喜歡的方法吧，也是我深入去看的一種方法。

不過原書中的方法會(huì)畫出有變壓器的等效電路，我不喜歡引入變壓器，所以我下面介紹的過程是沒有引入變壓器的，直接推導(dǎo)出的公式。

Buck的CCM模式求解過程

求解過程主要有這么幾步：

1、二端口等效

2、端口參數(shù)關(guān)系，推導(dǎo)出兩個(gè)式子

3、代入電路，結(jié)合原理推導(dǎo)出傳遞函數(shù)

二端口等效

先來看二端口等效是怎么回事，下面是buck的拓?fù)洹?/p>

最難搞的就是里面這個(gè)MOS管和二極管了，那咋整呢？

干脆就把它看作一個(gè)整體，對(duì)外有四根線，同時(shí)底下兩根線接地，所以也就是說有兩個(gè)端口，是一個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)。

那么電路變成下面這樣的了

按照上圖一等效，好像也沒什么卵用，反而更加不熟悉了。先不著急

我們需要先對(duì)i1(t)，i2(t)，v1(t)，v2(t)取開關(guān)周期的平均值，注意，是開關(guān)周期平均值，而不是總時(shí)間平均值。因?yàn)槿绻强倳r(shí)間的平均值，那就只是直流等效了。

這里多一嘴，說說開關(guān)周期平均值和總時(shí)間平均值有什么差別，因?yàn)槲以谶@里想了比較久，并且看起來兩個(gè)值好像是一樣的。

確實(shí)，如果是穩(wěn)態(tài)，沒有干擾信號(hào)，負(fù)載恒定，上述變量在每一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值都是一樣的，并且等于總時(shí)間的平均值。

但是如果有干擾信號(hào)，那么可能上一個(gè)周期的平均值跟下一個(gè)周期的平均值不一樣，也就是它是時(shí)間的函數(shù)。我們現(xiàn)在分析傳遞函數(shù)，就是分析干擾信號(hào)的影響，自然不能只看直流等效了，所以求的是開關(guān)周期的平均值。

那問題來了？求開關(guān)周期的平均值合理嗎？

其實(shí)這里就有用到前面所說的線性化條件——低頻信號(hào)假設(shè)，我們研究的信號(hào)大大低于開關(guān)頻率，因此求開關(guān)周期的平均值是合理的。

取的周期平均值我們用新符號(hào)表示，分別為：I1(t)，I2(t)，V1(t)，V2(t)，它們都是時(shí)間的函數(shù)。那么電路就變成了下面這樣：

現(xiàn)在我們需要分析下我們引入二端口的4參數(shù)I1(t)，I2(t)，V1(t)，V2(t)，他們之間到底有啥恩怨情仇？

端口參數(shù)關(guān)系，推導(dǎo)出兩個(gè)式子

假如沒有任何干擾信號(hào)，那么I1(t)，I2(t)，V1(t)，V2(t)周期平均值和全時(shí)間的平均值是一樣的，每個(gè)周期都一樣，每個(gè)周期的平均值自然和全部時(shí)間內(nèi)的平均值一樣，這應(yīng)該沒毛病。

好，我們假設(shè)沒有干擾信號(hào)時(shí)，平均值分別是I1，I2，V1，V2，它們是個(gè)常量。此時(shí)開關(guān)信號(hào)的占空比也是恒定的，我們用D表示。

現(xiàn)在我們將干擾信號(hào)加進(jìn)去，我們知道，系統(tǒng)只有滿足小信號(hào)條件的時(shí)候，才能將之近似看成線性系統(tǒng)。

既然干擾信號(hào)是小信號(hào)，那么這個(gè)干擾信號(hào)會(huì)引起I1(t)，I2(t)，V1(t)，V2(t)隨時(shí)間小范圍變化，它們分別以I1，I2，V1，V2為中心進(jìn)行波動(dòng)，同理，占空比也會(huì)圍繞D為中心進(jìn)行波動(dòng)。

各變量的波動(dòng)量不就是交流小信號(hào)嗎？

我們分別用符號(hào)△I1(t)，△I2(t)，△V1(t)，△V2(t)，△D(t)來表示。

那么我們可以用下面的表達(dá)式進(jìn)行表示：

式子已經(jīng)列出來了，現(xiàn)在我們需要求他們之間的關(guān)系。

先看看V2(t)的物理意義，前面說了，它是開關(guān)周期內(nèi)的平均值。

顯然，V2(t)=V1(t)*D(t)，為什么呢？

因?yàn)樵贛OS不導(dǎo)通的時(shí)候，那么二極管導(dǎo)通，v2(t)為0，而在MOS導(dǎo)通的時(shí)候，v2(t)等于v1(t)。

所以，v2(t)在周期內(nèi)的平均值V2(t)就等于導(dǎo)通時(shí)間的百分占比乘以V1(t)，即：

同樣的，I1(t)= I2(t)*D(t)，那又是為什么呢？

因?yàn)镸OS在不導(dǎo)通的時(shí)候，i1(t)為0，而在MOS管導(dǎo)通的時(shí)候，i1(t)等于i2(t)，所以，i1(t)在周期內(nèi)的平均值I1(t) 就等于導(dǎo)通時(shí)間的百分占比乘以I2(t)，即：

易知，上面兩個(gè)式子，無論是在穩(wěn)態(tài)（沒有干擾），還是在有干擾的情況下，都是成立的。

小信號(hào)求解

我們把前面得到的幾個(gè)式子代換一下，就可以得到小信號(hào)的表達(dá)式。

上面的式子可能看著有點(diǎn)復(fù)雜，其實(shí)簡單代換就出來了，最終我們得到了下面這兩個(gè)式子：

式子中忽略了高階微小量，為什么可以忽略呢？

我是這么理解的，本來這些帶△的量就是小信號(hào)，意思是圍繞一個(gè)中心值小范圍波動(dòng)，所以帶△符號(hào)的量相對(duì)于不帶△符號(hào)的量是很小的。那么兩個(gè)都帶△符號(hào)的量相乘，乘積就更小了，所以干脆把它忽略掉了。

對(duì)于BUCK來說，只需要第一個(gè)式子就可以求出傳遞函數(shù)了，也就是下面這個(gè)

寫的有點(diǎn)長，我們回顧下我們最終的目的，我們的目的是要求出Gvd，也就是△Vo/△D的值，上面式子中，我們已經(jīng)能知道△V2與△D的關(guān)系，那△V2與△Vo是什么關(guān)系呢？

回到我們Buck的拓?fù)?/p>

V1(t)不就是輸入信號(hào)Vi嗎？

理想情況下，Vi就是恒定的，占空比變化也不會(huì)導(dǎo)致Vi發(fā)生變化（不要考慮輸入的開關(guān)紋波，我們現(xiàn)在分析的是理想拓?fù)洌斎?a target="_blank">電源為理想電源，電壓就是恒定的）。

既然Vi恒定，那么V1(t)就恒定不變，那么前面說的V1(t)的變化量△V1(t)=0。所以上面的那個(gè)式子可以再次化簡下，如下：

另一方面，△V2指的是在占空比發(fā)生變化時(shí)，在電感前面引起的電壓的變化量。

我們知道了△V2，那么△Vo不就是后面電感L，電容C，負(fù)載R對(duì)△V2的分壓嗎？那么就有了：

再結(jié)合前面得到的式子△V2=△D*Vi，我們就求得了最終的傳遞函數(shù)：

到此，我們就求出了buck的開關(guān)變換器的傳遞函數(shù)Gvd(s)。

寫到這里，我估計(jì)會(huì)有兄弟說：搞了一堆，我肉眼都能看出在電感之前的信號(hào)表達(dá)式△V2=△D*Vi，再把它后面的電感L，C，R看成是低通濾波器，1分鐘就能推出傳遞函數(shù)了。

確實(shí)如此，有點(diǎn)復(fù)雜，不過我上面的推導(dǎo)是普遍適用的法子，我拿BUCK來舉例其實(shí)不好。如果拿boost就比較好，因?yàn)閎oost肉眼看不出來，但用上面的法子就可以推導(dǎo)出來。

那下面就再看看Boost

Boost的CCM模式傳遞函數(shù)推導(dǎo)過程

有了前面的鋪墊，Boost我就寫簡單點(diǎn)，其實(shí)最關(guān)鍵的還是那個(gè)MOS和二極管，我們的過程依然是下面幾步。

1、二端口等效

2、端口參數(shù)關(guān)系，推導(dǎo)出兩個(gè)式子

3、代入電路，結(jié)合原理推導(dǎo)出傳遞函數(shù)

二端口等效

二端口等效如下：

端口參數(shù)關(guān)系，推導(dǎo)出兩個(gè)式子

I1(t)，I2(t)，V1(t)，V2(t)為周期平均值，假如沒有任何干擾信號(hào)，它們和全時(shí)間的平均值是一樣的，每個(gè)周期都一樣，每個(gè)周期的平均值自然和全部時(shí)間內(nèi)的平均值一樣，這應(yīng)該沒毛病。

好，我們假設(shè)沒有干擾信號(hào)時(shí)，平均值分別是I1，I2，V1，V2，它們是個(gè)常量。此時(shí)開關(guān)信號(hào)的占空比也是恒定的，我們用D表示。

現(xiàn)在我們將干擾信號(hào)加進(jìn)去，我們知道，系統(tǒng)只有滿足小信號(hào)條件的時(shí)候，才能將之近似看成線性系統(tǒng)。

既然干擾信號(hào)是小信號(hào)，那么這個(gè)干擾信號(hào)只會(huì)引起I1(t)，I2(t)，V1(t)，V2(t)隨時(shí)間小范圍變化，它們分別以I1，I2，V1，V2為中心進(jìn)行波動(dòng)，同理，占空比也會(huì)圍繞D為中心進(jìn)行波動(dòng)。

各變量的波動(dòng)量不就是交流小信號(hào)嗎？

我們分別用符號(hào)△I1(t)，△I2(t)，△V1(t)，△V2(t)，△D(t)來表示。

式子已經(jīng)列出來了，現(xiàn)在我們需要求他們之間的關(guān)系。

先看看V1(t)的物理意義，它是周期內(nèi)的平均值。

顯然，V1(t)=V2(t)*(1-D(t))，為什么呢？

因?yàn)樵贛OS不導(dǎo)通的時(shí)候，二極管（看成理想二極管）導(dǎo)通，v1(t)為v2(t)，而在MOS導(dǎo)通的時(shí)候，v1(t)接GND，為0，所以，v1(t)在周期內(nèi)的平均值V1(t)就等于不導(dǎo)通時(shí)間的百分占比乘以V2(t)，即：

同樣的，I2(t)= I1(t)* (1-D(t))，那又是為什么呢？

因?yàn)镸OS在不導(dǎo)通的時(shí)候，i2(t)等于i1(t)，而在MOS管導(dǎo)通的時(shí)候，i2(t)等于0，所以，i2(t)在周期內(nèi)的平均值I2(t) 就等于不導(dǎo)通時(shí)間的百分占比乘以i1(t)，即：

從推導(dǎo)過程看，上面兩個(gè)式子，無論是在穩(wěn)態(tài)（沒有干擾），還是在有干擾的情況下，都是成立的。

小信號(hào)求解

我們把前面得到的幾個(gè)式子代換一下，就可以得到小信號(hào)的表達(dá)式。

忽略高階小項(xiàng)，得到下面兩個(gè)小信號(hào)的式子：

回想我們的目的，我們要得到傳遞函數(shù)，也就是需要知道△Vo與△D的比值關(guān)系。當(dāng)然，我們會(huì)有一些量是已知的，比如輸入Vi，占空比D，還有電感L，負(fù)載阻抗R，負(fù)載濾波電容C，這些都是已知量。

回到Boost的拓?fù)?/p>

從上面我們能得到什么式子呢?

首先，在輸入端，對(duì)于交流小信號(hào)來說，輸入直流Vi相當(dāng)于是短路，那么電感左邊相當(dāng)于接地，根據(jù)復(fù)阻抗的歐姆定律，那么電感兩端壓降就是：sL*△I1(t)，也等于-△V1(t)，負(fù)號(hào)表示方向。

關(guān)于為什么“對(duì)于交流小信號(hào)來說，輸入直流Vi相當(dāng)于是短路”的，我之前也寫過一篇文章，可以去瞅瞅。

其次，在輸出端，對(duì)于交流小信號(hào)來說，電壓△Vo=△V2，同時(shí)，根據(jù)復(fù)阻抗的歐姆定律，電壓等于電流乘以阻抗，即：

然后，V1為直流分量，因此有V1=Vi；

V2也為直流分量，因此有V2=Vo，I2=Vo/R

并且在小信號(hào)求解時(shí)，我們已經(jīng)推出了兩個(gè)公式：

V1=(1-D)*V2；

I2=(1-D)*I1

我們把上述所有公式匯總，消除中間量，就可以求出傳遞函數(shù)了，如下圖：

以上就是boost求解傳遞函數(shù)的過程，看著是非常費(fèi)勁，其實(shí)要是想通了就不難。

審核編輯：郭婷