本文在438～470 MHz頻段設計了一款音/數兩用收發信機，可組網使用，其發射功率最大可達5 W，通信視距達公里以上，可完全滿足工廠各項測控數據和命令的音/數信號傳輸，提高了工廠的生產效率和現代化程度。

　　1 收發機原理系統設計

　　無線收發信機中接收機大體上可分為超外差結構、零中頻結構和數字中頻接收機等，如圖1所示。其中超外差結構是指將接收到的射頻信號于本地振蕩器產生的信號進行混頻，然后利用濾波器取出兩者的差值作為中頻信號，可根據系統的需要進行一次或多次混頻。混頻的次數和中頻信號的選取要結合中頻濾波器的設計和鏡像抑制、信號帶寬、噪聲等綜合考量設計。

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　　發射部分由于數字的MSK調制也是在音頻范圍內實現，所以采用音頻信號通過調制鎖相環的參考晶體振蕩器的外接變容二極管電容來實現，通過電容的改變拉動鎖相環參考頻率的改變，從而間接控制VCO的輸出改變，實現調制功能。

　　數字調制部分采用了MSK方式進行調制，MSK調制稱為最小頻移鍵控，是一種特殊形式的FSK調制，其頻差是滿足兩個頻率相互正交的最小頻差，并要求 FSK信號的相位連續。其頻差△f=f2-f1。由于要傳輸的測控數據速率較低，MSK調制直接采用芯片MX469實現。選用1 200 Hz和1 800 Hz組合作為MSK調制的2個輸出信號。

　　為達到設計的小型化和低成本，設計中采用市場上成熟的無線收發芯片結合外部電路實現。收發芯片采用TH7122，它具有一次變頻和內置鎖相環，同時集成1個低噪聲放大器和解調單元，可通過向內部寄存器寫入數據改變鎖相環的輸出頻率，滿足接收時混頻本振源和發射時載波的產生。

　　由于芯片只能進行一次混頻，中頻為了易于選擇通用器件定為10.7 MHz，這就造成鏡像信號難以抑制。為此設計中采用加入PIN電調濾波器抑制鏡像信號和對信道預選。對于二端口級聯系統，噪聲計算公式為：

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　　由此可知若第一級增益較大則級聯系統噪聲主要由第一級LNA的噪聲決定。對于濾波器等損耗性電路，其損耗就噪聲系數。因此前述的在內部LNA前加入PIN 濾波器和諧波濾波器惡化了系統噪聲，在濾波器之前加入一級外接LNA，使其有高增益和低噪聲，這樣系統噪聲就主要有外部LNA和諧波濾波器損耗決定。

　　接收靈敏度是收發機的一項主要指標，它與信道帶寬B，噪聲系數NF，信號調制類型的調制特性函數KM等有如下關系：

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　　當信道帶寬為30 kHz，模擬調制所需信納比KM為10 dB，NF為5 dB時，計算得到靈敏度為-112 dB。理論值高于要求的靈敏度指標。

　　2 部分外部電路設計

　　2.1 T/R開關部分設計

　　PIN管被用作開關時，與機電耦合開關相比具有較高的可靠性，良好的機械強度和開關速度。經典的PIN開關由一個和發射端串聯PIN管，與另一個和接收端并聯PIN管經1/4波長線與天線相連組成。具體如仿真圖2所示。當處于發射態時，2個PIN管都加入正向偏壓，發射信號經過相當于小電阻的串聯PIN管進入天線，而并聯PIN管對地也呈現一個小電阻，短路了接收的天線信號，避免引起接收過載。發射通路的插損和接收通路的隔離度主要由PIN管的正向導通電阻決定。如1Ω的正向電阻在10%帶寬內可獲得超過30 dB的隔離度和小于0.2 dB的插損。

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　　接收狀態時，PIN管加零或負偏壓。這時PIN管等效為一個小電容Ct，使天線和接收機之間僅有很小的插損。但在發射機和天線之間由于PIN串聯，Ct等效為高阻抗，產生高的隔離度。

　　T/R開關所能承受的最大功率Pd，與PIN管的額定功率P1，正向導通電阻R，以及天線端的駐波S關系如下：

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　　由于發射功率最大為5 W，依據公式經過反復選擇，選用SKYWORKS公司的SMP1322-11系列，具有導通電阻小，截止電容小等特點，導通電流為10 mA時，最大R為0.5 Ω。在Zo為50 Ω的系統中即使天線完全失配，Pd為6.25 W，大于5 W，保證開關不會燒毀。

　　經過在ADS中仿真優化，確定開關電壓為5 V，電流為100 mA。當處于發射狀態時，通路插損為0.3 dB，另兩路隔離度為25 dB以上，發射端失配，天線和接收端駐波在1.3以下。

　　接收狀態時，通路插損也為0.3 dB，隔離度為25 dB 。除發射端失配外，天線和接收端駐波小于1.3，滿足了系統要求。圖3為ADS仿真結果，實際調試結果與仿真較吻合。

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　　2.2 外接低噪聲放大器設計

　　由前面的分析可知，要減小系統的噪聲就需要在濾波器前加入一級高增益、低噪聲的放大器。在對器件的選擇上，選擇了安華高的HEMT器件ATF-54143，它具有超低的噪聲系數和較高的線性增益。

　　設計放大器的第一步就是使器件在整個工作帶寬內及鄰近區域內穩定。將放大器等效為二端口網絡，則二端口穩定的必要條件可表示為：

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　　只要滿足上述條件，LNA就無條件穩定。一般LNA不會在全頻段內都穩定，因此需要添加外部電路使其穩定，最常用的穩定措施是加入負反饋。本設計中就是通過在源級加入電感反饋使器件穩定，偏置點的選擇采用了手冊推薦的Vds=3 V，Id=60 mA。LNA設計的要點是找到最佳噪聲點并進行匹配。對于單級LNA而言，等效為二端口網絡其噪聲系數可表達為：

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　　Fmin為LNA管的最小噪聲系數，Гs為源反射系數，Гopt和RN分別為最佳噪聲反射系數和等效噪聲電阻。在LNA設計時就是要將輸入端匹配至最佳噪聲點，但有時為了兼顧駐波，增益指標也要進行適當的平衡選擇，在寬帶設計中為了保證增益平坦度，往往還要加入負反饋等。實際設計在ADS中仿真如圖4所示，輸入和輸出中都是用π型匹配，仿真結果如圖5所示，增益在20 dB，噪聲<0.1 dB，實際調試中由于匹配元件Q值，以及電路布線等原因都對噪聲產生巨大影響，調試結果在全頻段內噪聲<1.1 dB。

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　　2.3 鎖相環及混頻解調部分設計

　　TH7122內部集成一個整數分頻PLL電路，PLL電路是通過一個負反饋回路進行頻率合成，其輸出頻率fVCO是鑒相頻率fRO的整數倍N，fR由參考晶振頻率R分頻所得。鑒相器將fVCO的N分頻信號fN與fR的相位差值轉變為電信號經過環路濾波控制VCO產生想要的頻率。本設計中參考頻率采用10 MHz無源晶振，根據不同接收或發射頻率向N和R寄存器中寫入分頻值。

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　　混頻部分根據芯片設定為下變頻，中頻設為10.7 MHz。為達到鏡像抑制40 dB和較好的信道選擇性，設計了一個四頻段PIN開關濾波器。該濾波器采用四級電容耦合切比雪夫方式實現，由PIN開關控制接入四級諧振單元的電容變換濾波器的通頻帶。每個通頻帶寬為10 MHz，帶外20 M抑制40 dB。4個通頻帶中心分別為440 MHz，450 MHz，460MHz，470MHz。中頻濾波器采用村田公司的CDSCB10M7GA，中心頻率10.7 MHz。信號經過中頻濾波器后進入芯片內部的中頻放大部分，經放大后進入鑒頻單元，鑒頻器同樣選用村田公司的SFECF10M7HAOO，經過鑒頻輸出后，將中頻信號轉換為音頻信號，經過Salley-Key濾波后經音頻放大器放大輸出。

　　發射信號的調制由于無論是語音信號還是MSK調制信號最終都是在音頻范圍內的模擬信號，經過實驗采用了簡單易行的模擬信號經過Sal-ley-Key濾波后去調制PLL電路使載波產生偏移，實現調制。因為無源晶振需要外接1個負載電容接地工作，電容的變化會引起晶振工作頻率的偏移，故將晶振負載電容分為固定電容C和變容二極管Dc串聯兩部分，模擬信號接入C與Dc之間，讓模擬電壓調制信號控制變容二極管電容，拉動晶振工作頻率偏移，從而引起fR變化，最終間接調制fVCO，實現調制功能。VCO輸出經過芯片內部放大器輸出5～10 mW。為達到發射功率為5 W，設計中采取由BFG540W匹配設計的驅動放大器和π型衰減結合將功率驅動到50mW，再經過功率放大器RA07M4047將功率放大為5 W以上，經過低通諧波濾波器濾除諧波后發射，圖6是總體的原理圖。

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　　3 結束語

　　由于該系統主要應用于音頻及低速率MSK通信，對交調和動態范圍等指標要求不高。在設計中基于TH7122內部已集成整個收發系統的基礎上，為了擴展通信帶寬，提高靈敏度和鏡像抑制以及輸出功率的要求，增加了外接LNA，鏡像抑制濾波器和功率提升電路。TH7122芯片的資料可直接參考手冊，在繪制整個系統的PCB時，參考手冊的電路連接和PCB板標準，根據基板厚度和材質計算好50 Ω微帶線的寬度，走線盡量避免回型和相互的串擾，加大接地面和上下地的穿孔連接等射頻PCB板的基本原則。經過仿真和調試。基本滿足了系統需求。