仿真設置

　　為了仿真寄生電感效應，我們使用了一個采用直接驅動配置的空乏型GaN半橋功率級（圖2）。我們將半橋設置為一個降壓轉換器，總線電壓480V，死區時間50ns時50%占空比（輸出電壓 ［VOUT］ = 240V），以及一個8A的電感器電流。這個GaN柵極在開關電壓電平間被直接驅動。一個阻性驅動設定GaN器件的接通壓擺率。一個電流源只會仿真一個與連續傳導模式降壓轉換器內開關 （SW） 節點所連接的電感負載。

　　共源電感

　　高速開關中最重要的一個寄生要素是共源電感（圖1a中的Lcs），它限制了器件汲取電流的壓擺率。在傳統的TO-220封裝中，GaN源由焊線流至引線，而汲取電流與柵極電流都從這里流過。這個共源電感在汲取電流改變時調制柵源電壓。共源電感會高于10nH（其中包括焊線和封裝引線），從而限制了壓擺率 （di/dt），并增加開關損耗。

　　借助圖1b中所示的集成式封裝，驅動器接地直接焊接至GaN裸片的源焊墊。這個Kelvin源連接最大限度地縮短了電源環路與柵極環路共用的共源電感路徑，從而使得器件能夠以高很多的電流壓擺率來開關。可以將一個Kelvin源引腳添加到一個分立式封裝內；然而，這個額外的引腳會使其成為一個不標準的電源封裝。Kelvin源引腳還必須從印刷電路板 （PCB） 引回至驅動器封裝，從而增加了柵極環路電感。

　　圖3.不同共源電感情況下的高管接通：紅色 = 0nH，綠色 = 1nH，藍色 = 5nH。E_HS是高管器件的VDS和IDS在運行時間內的積分值（能耗）。

　　圖3顯示的是高管開關接通時的硬開關波形。在共源電感為5nH時，由于源降級效應，壓擺率減半。一個更低的壓擺率會帶來更長的轉換時間，導致更高的交叉傳導損耗，如能耗曲線圖中所示。在共源電感為5nH時，能量損耗從53μJ增加至85μJ，增加了60%。假定開關頻率為100kHz，功率損耗則會從從5.3W增加至8.5W。

　　柵極環路電感

　　柵極環路電感包括柵極電感和驅動器接地電感。柵極電感是驅動器輸出與GaN柵極之間的電感。在使用獨立封裝時，柵極電感包括驅動器輸出焊線 （Ldrv_out）、GaN柵極焊線 （Lg_gan） 和PCB跡線 （Lg_pcb），如圖1a中所示。

　　基于不同的封裝尺寸，柵極電感會從緊湊型表面貼裝封裝（例如，四方扁平無引線封裝）的幾納亨到有引線功率封裝（例如TO-220）的10nH以上。如果驅動器與GaN FET集成在同一個引線框架內（圖1b），GaN柵極直接焊接到驅動器輸出上，這樣可以將柵極電感減少至1nH以下。封裝集成還可以極大地降低驅動器接地電感（從圖1a中的Ldrv_gnd + Ls_pcb到圖1b中的Lks）。

　　降低柵極環路電感對于開關性能有著巨大影響，特別是在關閉期間，GaN柵極被一個電阻器下拉。這個電阻器的電阻值需要足夠低，這樣的話，器件才不會在開關期間由于漏極被拉高而又重新接通。這個電阻器與GaN器件的柵源電容和柵極環路電感組成了一個電感器-電阻器-電容器 （L-R-C） 槽路。方程式1中的Q品質因數表示為：

　　在柵極環路電感值更大時，Q品質因數增加，振鈴變得更高。這個效應用一個1Ω下拉電阻關閉低管GaN FET進行仿真，圖4中這個效應的出現時間為9.97μs，其中柵極環路電感變化范圍介于2nH到10nH之間。在10nH的情況下，低管VGS在負柵極偏置以下產生12V振鈴。這就極大地增加了GaN晶體管柵極的應力。需要注意的一點是，任何FET的柵極上的過應力都會對可靠性產生負面影響。

　　柵極環路電感還會對關斷保持能力產生巨大影響。當低管器件的柵極保持在關閉電壓時，并且高管器件接通，低管漏極電容將一個大電流傳送到柵極的保持環路中。這電流通過柵極環路電感將柵極推上去。圖4在大約10.02μs時的曲線變化便是說明了這一點。隨著電感增加，低管VGS被推得更高，從而增加了直通電流，這一點在高管漏電流曲線圖中可見 （ID_HS）。這個直通電流使得交叉傳導能量損耗 （E_HS） 從53μJ增加至67μJ。

　　圖4. 不同柵極環路電感下的低管關閉和高管接通波形：紅色 = 2nH，綠色 = 4nH，藍色 = 10nH。E_HS是高管能耗。

　　根據方程式 （1），減輕柵極應力的一個方法就是增加下拉電阻值，反過來減少L-R-C槽路的Q品質因數。圖5顯示的是用一個10nH柵極環路電感和在1Ω到3Ω之間變化的下拉電阻 （Rpd） 進行的仿真結果。雖然柵極下沖被一個3Ω下拉電阻限制在負偏置電壓以下的數伏特內，但是關斷保持能力惡化，從而導致更大的直通電流。這一點在漏電流曲線圖中很明顯。