引言

　　零中頻 （Zero-IF） 接收器并不是什么新事物；其被人們所大量使用已經(jīng)有些時(shí)日了，蜂窩手機(jī)便是它的重要應(yīng)用領(lǐng)域。然而，其在諸如無(wú)線基站的高性能接收器中的使用卻少有成功的案例。這主要是因?yàn)樗鼈兊膭?dòng)態(tài)范圍有限，而且也不太為人們所了解。一款新型寬帶寬零中頻 I/Q 解調(diào)器有助于緩解主用接收器及 DPD （數(shù)字預(yù)失真） 接收器在動(dòng)態(tài)范圍和帶寬方面的不足，并使 4G 基站能夠以具成本效益的方式滿(mǎn)足移動(dòng)接入不斷增長(zhǎng)的帶寬需求。本文討論的主題是：如何盡量抑制造成零中頻接收器動(dòng)態(tài)范圍縮小的 IM2 非線性及 DC 偏移來(lái)實(shí)現(xiàn)性能的優(yōu)化，從而為棘手的設(shè)計(jì)提供一種可行的替代方案。

　　推進(jìn)帶寬的不斷擴(kuò)大

　　直到最近，大多數(shù)基站只需要處理一個(gè) 20MHz 寬的通道帶寬 （通常被分配給不同的無(wú)線載波）。與此 20MHz 通道相關(guān)聯(lián)的是一個(gè)配套的 100MHz 帶寬 DPD 接收器，用于測(cè)量高達(dá) 5 階的互調(diào)失真寄生信號(hào)，以提供有效的失真抵消作用。這些要求通常可利用高 IF （外差） 接收器有效地予以滿(mǎn)足。然而，隨著業(yè)界日益迫切地希望基站支持整個(gè) 60MHz 頻段的運(yùn)作，此類(lèi)設(shè)計(jì)的難度如今大為增加。對(duì)于整個(gè)無(wú)線制造、安裝和部署商業(yè)模型而言，完成這項(xiàng)偉大的工程在節(jié)省成本方面具有重大的意義。

　　為了適應(yīng)三倍的帶寬，DPD 接收器的帶寬也必須從 100MHz 增加至 300MHz。在 75MHz 頻段中，DPD 帶寬增至驚人的 375MHz。設(shè)計(jì)能夠支持這種帶寬的接收器可不是一項(xiàng)微不足道的工作。噪聲會(huì)由于帶寬的擴(kuò)展而增加，增益平坦度變得更加難以實(shí)現(xiàn)，而且所需的 A/D 轉(zhuǎn)換器采樣速率大幅度增加。此外，帶寬如此之高的組件其成本也高得多。

　　傳統(tǒng)高 IF 接收器所具備的中等帶寬不再足以支持具有 ±0.5dB 典型增益平坦度的 300MHz 或更高頻率的 DPD 信號(hào)。300MHz 的基帶帶寬將需要選擇一個(gè)最小 150MHz 的 IF 頻率。要想找到一款采樣速率可超過(guò) 600Msps、同時(shí)具合理價(jià)格的 A/D 轉(zhuǎn)換器 （即使是 12 位分辨率） 絕非輕而易舉。用戶(hù)可能被迫采取折衷方案而去使用一款 10 位轉(zhuǎn)換器。

　　新型 I/Q 解調(diào)器放寬了帶寬限制條件

　　凌力爾特的 LTC5585 I/Q 解調(diào)器專(zhuān)為支持直接轉(zhuǎn)換而設(shè)計(jì)，因而允許接收器將上述 300MHz 寬 RF 信號(hào)直接解調(diào)至基帶 （見(jiàn)邊注：零中頻接收器的工作原理）。I 和 Q 輸出被解調(diào)為一個(gè) 150MHz 帶寬信號(hào)，僅為高 IF 接收器帶寬的一半。為了獲得一個(gè) ±0.5dB 的通帶增益平坦度，器件的 -3dB 轉(zhuǎn)角頻率必須擴(kuò)展至遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于 500MHz。

　　LTC5585 利用一個(gè)可調(diào)諧的基帶輸出級(jí)支持這一寬帶寬。差分 I 和 Q 輸出端口具有一個(gè)至 VCC 并與約 6pF 的濾波器電容相并聯(lián)的 100Ω 上拉電阻器 （見(jiàn)圖 1）。這個(gè)簡(jiǎn)單的 RC 網(wǎng)絡(luò)允許形成一個(gè)片外低通或帶通濾波器網(wǎng)絡(luò) （以消除高電平帶外阻斷器），并實(shí)現(xiàn)位于解調(diào)器之后的基帶放大器鏈路之增益滾降的均衡。在外部 100Ω 上拉電阻器之外再采用一個(gè) 100Ω 差分輸出負(fù)載電阻，-3dB 帶寬可達(dá)到 840MHz。

　　圖 1：用于帶寬擴(kuò)展的基帶輸出等效電路 （采用 L = 18nH 和 C = 4.7pF）

　　基帶帶寬擴(kuò)展

　　可以采用單個(gè) L-C 濾波器節(jié)以擴(kuò)展基帶輸出的帶寬。圖 1 示出了具基帶帶寬擴(kuò)展功能的芯片基帶等效電路。當(dāng)具有 200Ω 負(fù)載時(shí)，采用一個(gè) 18nH 的串聯(lián)電感和一個(gè) 4.7pF 的并聯(lián)電容可將 -0.5dB 帶寬從 250MHz 擴(kuò)展至 630MHz。圖 2 示出了不同負(fù)載條件下可能產(chǎn)生的輸出響應(yīng)種類(lèi)。其中一種響應(yīng)是在采用 200Ω 和 10kΩ 差分負(fù)載電阻條件下獲得的。對(duì)于 10kΩ 負(fù)載，采用一個(gè) 47nH 串聯(lián)電感和一個(gè) 4.7pF 并聯(lián)電容可把 -0.5dB 帶寬從 150MHz 擴(kuò)展至 360MHz。

　　圖 2：轉(zhuǎn)換增益與基帶頻率的關(guān)系曲線 （采用差分負(fù)載電阻和 L-C 帶寬擴(kuò)展）

　　二階互調(diào)失真寄生信號(hào)問(wèn)題

　　在直接轉(zhuǎn)換接收器中，二階互調(diào)失真分量 （IM2） 直接落入帶內(nèi) （在基帶頻率）。例如：取兩個(gè)間隔開(kāi) 1MHz （分別位于 2140MHz 和 2141MHz） 的相等功率 RF 信號(hào) （f1 和 f2），以及間隔開(kāi) 10MHz （位于 2130MHz） 的 LO 信號(hào)。最終的 IM2 寄生信號(hào)將位于 f2 – f1 （即 1MHz）。通過(guò)采用外部控制電壓，LTC5585 擁有了在 I 和 Q 通道上進(jìn)行獨(dú)立調(diào)節(jié)以實(shí)現(xiàn)最小 IM2 寄生信號(hào)的獨(dú)特能力。圖 3 示出了一種用于 IIP2 測(cè)量和校準(zhǔn)的典型配置。差分基帶輸出采用一個(gè)平衡-不平衡變壓器進(jìn)行組合，而 1MHz IM2 差動(dòng)頻率分量采用一個(gè)低通濾波器來(lái)選擇，以防止位于 10MHz 和 11MHz 的強(qiáng)大主音調(diào)壓縮頻譜分析儀前端。如果未采用該低通濾波器，則必須在頻譜分析儀上提供 20~30dB 的衰減及長(zhǎng)久的平均測(cè)量時(shí)間以實(shí)現(xiàn)上佳的測(cè)量。如圖 4 中的輸出頻譜所示，可以預(yù)知 IM2 分量將落入帶內(nèi) （在 1MHz）。另外，該曲線圖還示出了調(diào)節(jié)前后的 IM2 分量 —— 通過(guò)調(diào)節(jié) IP2I 和 IP2Q 引腳上的控制電壓，可使寄生信號(hào)電平下降大約 20dB。該調(diào)節(jié)使 IM2 寄生信號(hào)電平下降到低至 -81.37dBc。

　　圖 3：用于 IIP2 校準(zhǔn)的測(cè)試配置 （采用 1MHz 低通濾波器以選擇 IM2 分量）

　　圖 4：未采用低通濾波器時(shí)的輸出頻譜

　　由于擁有這種 IIP2 優(yōu)化能力，因此可以考慮兩種可行的 IP2 校準(zhǔn)策略。一種可以是在工廠里完成并在“設(shè)定后便不需再過(guò)問(wèn)” 的校準(zhǔn)步驟。在這種場(chǎng)合，每個(gè)調(diào)節(jié)引腳采用一個(gè)簡(jiǎn)單的微調(diào)電位器就足夠了，如圖 3 所示。另一種策略是利用軟件來(lái)執(zhí)行自動(dòng)閉環(huán)校準(zhǔn)算法，這使得能夠周期性地對(duì)設(shè)備進(jìn)行校準(zhǔn)。對(duì)于已經(jīng)在監(jiān)視其發(fā)送器輸出的 DPD 接收器而言，這是小事一樁，因?yàn)榘l(fā)送器能輕松地產(chǎn)生兩個(gè)測(cè)試音。對(duì)于主用接收器，這種校準(zhǔn)可能需要額外的硬件以將兩個(gè)測(cè)試音回送至接收器通道。在任何情況下所有這些都可以在一個(gè)離線校準(zhǔn)周期中完成。這樣的一種方法將需要把那些有可能影響基站性能的實(shí)際工作環(huán)境因素考慮在內(nèi)。

　　DC 偏移電壓清零有助于優(yōu)化 A/D 轉(zhuǎn)換器動(dòng)態(tài)范圍

　　該芯片還集成了一種相似的調(diào)節(jié)能力，以清零 I 和 Q 通道的 DC 輸出電壓。當(dāng)整個(gè)信號(hào)鏈路采用 DC 耦合時(shí)，因內(nèi)部失配以及 LO 和 RF 輸入泄漏的自混頻所產(chǎn)生的 DC 偏移分量會(huì)縮減 ADC 的動(dòng)態(tài)范圍。舉個(gè)例子，當(dāng)一個(gè) 10mV 的中等輸出 DC 偏移電壓通過(guò)一個(gè) 20dB 增益級(jí)時(shí)，將在 A/D 轉(zhuǎn)換器的輸入端產(chǎn)生 100mV 的 DC 偏移。對(duì)于 12 位 ADC 的 2Vp-p 輸入范圍而言，該 DC 偏移量意味著空間減少了 205 LSB，即實(shí)際上導(dǎo)致 ADC 的動(dòng)態(tài)范圍縮小了 0.9dB。

　　為了最大限度地減少 LO 與 RF 輸入之間的泄漏，應(yīng)謹(jǐn)慎地隔離這兩個(gè)信號(hào)。在 PCB 布局中，需把這兩個(gè)信號(hào)的印制線彼此分離以阻止交叉耦合。即使有可量度的泄漏至 RF 端口，LO 信號(hào)也將發(fā)生自混頻，從而在輸出中形成一個(gè) DC 偏移項(xiàng)。幸運(yùn)的是，LO 電平常常是恒定的，因此 DC 偏移也是恒定的，而且能輕松地通過(guò)調(diào)節(jié)予以消除。更成問(wèn)題的是 RF 輸入，它會(huì)在一個(gè)很寬的信號(hào)電平范圍內(nèi)變化。至 LO 輸入端的任何的信號(hào)泄漏都將發(fā)生自混頻，并在信號(hào)變化時(shí)產(chǎn)生一個(gè)動(dòng)態(tài) DC 偏移電壓。這將使解調(diào)信號(hào)產(chǎn)生失真。因此，保持很少的泄漏將有助于最大限度地抑制 DC 偏移。

　　直接轉(zhuǎn)換接收器的潛在成本優(yōu)勢(shì)

　　零中頻接收器因其潛在的成本節(jié)省優(yōu)勢(shì)而特別引人注目。如上文所述，RF 信號(hào)被解調(diào)至一個(gè)低頻基帶。在較低的頻率下，濾波器的設(shè)計(jì)變得較為容易。此外，零中頻解調(diào)在基帶上還不會(huì)產(chǎn)生鏡頻，因而免除了增設(shè)一個(gè)相對(duì)昂貴的 SAW 濾波器之需。或許其中最吸引人的一點(diǎn)是 ADC 采樣速率可以顯著減低。在我們上面所舉的例子中，利用一個(gè)雙通道 310Msps ADC （例如：凌力爾特的 LTC2258-14） 即可有效地滿(mǎn)足 150MHz 的 I 和 Q 基帶帶寬，而不必去使用一個(gè)貴得多的較高采樣速率 ADC。

　　結(jié)論

　　面對(duì)無(wú)線接收器帶寬的增加與性能的提高，一款新型寬帶正交解調(diào)器提供了一種替代方案，可幫助克服其架構(gòu)缺點(diǎn)并提升接收器的性能水平，同時(shí)在成本方面也受到用戶(hù)所收接。