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什么是電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
由于拓?fù)浼s束與元件的特性無關(guān)，在研究拓?fù)浼s束時(shí)，我們可以將電路中的元件用線段代替，畫成一些由線段組成的圖，如圖1（a）中的電路圖畫成為圖1（b）的拓?fù)鋱D。
我們稱圖1（b）為圖（a）所示電路的“圖”，圖中的各線段稱為支路，線段的連接點(diǎn)稱為節(jié)點(diǎn)。因此，圖的確切定義是：一組節(jié)點(diǎn)與支路的集合，其中每一支路的兩端都終止在節(jié)點(diǎn)上。在上圖中，a，b，c，d，e，f，g，h為支路，1，2，3，4，5為節(jié)點(diǎn)。
在圖中構(gòu)成閉合一個(gè)閉合路徑所需的數(shù)量最少的支路的集合稱為回路，在回路中去掉一個(gè)支路則不能構(gòu)成閉合路徑。例如圖2（a）所示的支路集合（a，b，c，d），（d，e，h）和（g，h）均為回路。在一個(gè)圖中可以有許多回路。如果回路中不包圍其他支路，則稱這樣的回路為網(wǎng)孔。在圖2（b）中有4個(gè)網(wǎng)孔，它們是支路集合（a，b，c，d），（c，e，f），（d，e，g）和（g，h）。
如果在圖上標(biāo)明各支路電流（或電壓）的參考方向（通常采用電壓和電流的一致參考方向來同時(shí)表示電壓和電流），這樣的圖則稱為有向圖，如圖3所示。
PFC電路介紹
PFC就是“功率因數(shù)校正”的意思，主要用來表征電子產(chǎn)品對(duì)電能的利用效率。功率因數(shù)越高，說明電能的利用效率越高。PFC有兩種，一種是無源PFC（也稱被動(dòng)式PFC），一種是有源PFC（也稱主動(dòng)式PFC）。無源PFC一般采用電感補(bǔ)償方法使交流輸入的基波電流與電壓之間相位差減小來提高功率因數(shù)，但無源PFC的功率因數(shù)不是很高，只能達(dá)到0.7~0.8；有源PFC由電感電容及電子元器件組成，體積小，可以達(dá)到很高的功率因數(shù)，但成本要高出無源PFC一些。
無源功率因數(shù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
管什么樣拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的無源功率因數(shù)校正電路，其能達(dá)到功率因數(shù)校正的目的，原理都是差不多的。簡單來說就是通過一些無源元件，如電感、電容等的儲(chǔ)能特性來延長整流部分二極管的導(dǎo)通時(shí)間，以此使流過負(fù)載的電流發(fā)生畸變的程度大大減小。一般來講，這種電路的結(jié)構(gòu)都比較簡單，易于實(shí)現(xiàn)，而最后得到的功率因數(shù)值也與這些元件有很密切的聯(lián)系。
由于二極管整流存在的諸多問題，一般采用的無源功率因數(shù)校正電路有：采用濾波電感的無源功率因數(shù)校正、采用填谷方式的無源功率因數(shù)校正、采用串聯(lián)諧振的無源功率因數(shù)校正、采用直流反饋式的無源功率因數(shù)校正、采用高頻反饋式的無源功率因數(shù)校正。下面僅對(duì)用得最為廣泛的前三種無源功率因數(shù)校正拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行分析。
1.采用濾波電感的無源功率因數(shù)校正拓?fù)?/strong>
采用濾波電感的無源功率因數(shù)校正電路的主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是在整流器和濾波電容之間串聯(lián)一個(gè)濾波電容。其主電路圖如圖2-1。
圖2-1中，由于當(dāng)有變化的電流流過濾波電感時(shí)，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)反電動(dòng)勢，其方向阻止電流發(fā)生變化，因而使充電電流的峰值比未加電感前要低，也由于它產(chǎn)生反向感應(yīng)電動(dòng)勢的這一特性，使得在輸入電壓達(dá)到峰值后，之前導(dǎo)通的二極管兩端的電勢差仍能保持它的導(dǎo)通狀態(tài)，因而增大了輸入電流的導(dǎo)通角。
然而，在現(xiàn)實(shí)生活中，通常會(huì)將濾波電感置于整流之前，這樣做有一個(gè)好處，就是交流電源內(nèi)沒有經(jīng)過整流而得到的直流分量，這樣的電流流過電感，不會(huì)使電感的鐵芯因達(dá)到飽和而影響使用。其改進(jìn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-2。
采用該方式，在滿載時(shí)的功率因數(shù)一般可達(dá)到0.9以上。該方式線路簡單，平均無故障時(shí)間長，無需對(duì)設(shè)計(jì)控制電路，能很大程度抑制3次以上的奇次諧波，且產(chǎn)生的電磁干擾基本上比較小，僅在電路中串聯(lián)一個(gè)濾波電感，因而成本比較低。但由于元器件的性質(zhì)，這種拓?fù)溆糜谛」β实膱龊线€比較廣泛。
采用這種方式的無源功率因數(shù)校正法，由于電感元件在能量的傳遞中起載體的作用，因此電感器元件的選型是一個(gè)關(guān)鍵，其參數(shù)的大小直接影響著功率因數(shù)校正的效果。為了將畸變的電流轉(zhuǎn)變?yōu)檫B續(xù)電流（即在每半個(gè)周期波形中，整流二極管導(dǎo)通角度要達(dá)到180°），濾波電感應(yīng)達(dá)到一個(gè)門檻值。其大小與整流濾波電路的等效負(fù)載電阻之間的關(guān)系為
式2-1中，LC是濾波電感門檻值，單位為H；RL是等效負(fù)載電阻，單位為Ω；ω是電壓輸入角頻率，ω=2πf，在國內(nèi)系統(tǒng)里，ω=314。
從上述關(guān)系不難看出，選擇的電感與等效負(fù)載電阻之間基本上有1Ω配1mH電感的關(guān)系。上述關(guān)系能得出，采用電感作為無源功率因數(shù)校正的手段時(shí)，等效直流負(fù)載最好是恒定的負(fù)載，否則無法保證線路中的電流連續(xù)性，也就無法保證功率因數(shù)校正的有效性。此外，還要注意滿載時(shí)，電感器絕對(duì)不會(huì)進(jìn)入飽和狀態(tài)，否則電感量的減小將無法保證線路中的電流連續(xù)性。
但這種無源功率因數(shù)校正電路在應(yīng)用中容易發(fā)熱，也會(huì)產(chǎn)生頻率比較低的噪聲，器件占用面積大，器件本身也較重。而且由于很多電源在工作時(shí)并不是在額定功率下工作，即無源功率因數(shù)校正電路不是處于滿載運(yùn)行狀態(tài)，使得實(shí)際得到的功率因數(shù)值比滿載時(shí)還要略低些。
2.采用填谷方式的無源功率因數(shù)校正拓?fù)?/strong>
近年來，無源功率因數(shù)校正技術(shù)也有所發(fā)展，采用填谷方式的無源功率因數(shù)校正法就是其中的一種，利用由電容和二極管網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的有功率因數(shù)校正作用的整流電路。其基本結(jié)構(gòu)如圖2-3所示。
當(dāng)輸入電壓UIN高于C1和C2上的電壓之和時(shí)，兩個(gè)電容處于串聯(lián)充電狀態(tài)，并且UIN=UC1+UC2=UL，這一情況一直持續(xù)到輸入電壓的峰值。當(dāng)UIN越過峰值以后，對(duì)普通橋式整流的單個(gè)電容濾波電路來說，整流橋的二極管將由于濾波電容上的電壓高于輸入電壓的峰值而反向偏置，幫整流橋截止。但對(duì)填谷方式的無源功率因數(shù)校正電路來說，電容C1和C2的充電已經(jīng)結(jié)束。但是無論C1還是C2，其單個(gè)電容上的電壓比不上外加充電電壓，因此這兩個(gè)電容的放電不能進(jìn)行（這時(shí)與C1和C2串聯(lián)的二極管VD1和VD3被反向偏置），使得UL上的電壓基本上還是跟蹤輸入電壓在變化，直到輸入電壓等于其峰值電壓的一半時(shí)，VD1和VD3向負(fù)載放電。在此之間，整流橋一直導(dǎo)通，一直有電流通過。等到輸入電壓等于其峰值電壓的一半時(shí)，VD1和VD3由于正向偏置而導(dǎo)通，電容C1和C2用并聯(lián)方式開始以指數(shù)規(guī)律通過VD1和VD3向負(fù)載放電。在此之后，由于輸入電壓低于C1和C2上的電壓，整流橋始終保持截止，電源電流將出現(xiàn)死區(qū)。當(dāng)輸入電壓越過正半周、進(jìn)入負(fù)半周時(shí)，在開始的一段時(shí)間里，輸入電壓仍然低于UC1和UC2上的電壓，所以整流橋依然反向偏置，不能導(dǎo)電。只有當(dāng)輸入電壓高于UC1和UC2時(shí)，整流橋才能重新恢復(fù)導(dǎo)通，電源電流再一次對(duì)C1、VD2和C2充電，UC1+UC2的電壓重新跟蹤輸入電壓，按正弦規(guī)律上升，于是重復(fù)前面描述的情況。如此周而復(fù)始，循環(huán)不已。
表2-1是填谷方式的無源功率因數(shù)校正電路與普通橋式整流、電容濾波電路的參數(shù)測試結(jié)果對(duì)比。
由表2-1中得到填谷方式的無源功率因數(shù)校正電路的電流總諧波含量為28%，線路功率因數(shù)為0.894，而普通橋式整流、電容濾波電路的電流總諧波含量為117.5%，線路功率因數(shù)為0.592。
從表2-1可見，填谷方式的無源功率因數(shù)校正電路與普通橋式整流電路相比，3次諧波分量由77.1%降至10.8%；總電流諧波含量由117.5%降至28%；線路功率因數(shù)由0.592提高到0.954。
填谷方式的無源功率因數(shù)校正電路已應(yīng)用于電子鎮(zhèn)流器等小型電氣設(shè)備［9］。這種方式雖能獲得較高的輸入功率因數(shù)，但是還不能非常有效地抑制輸入電流中的諧波含量，所以應(yīng)用中還是受到了限制。
用示波器觀察圖2-3所示電路的電壓和電流波形可以發(fā)現(xiàn)，填谷方式的無源功率因數(shù)校正電路輸入端電源電流波形的幅值明顯降低，死區(qū)時(shí)間大大縮短，整流橋的導(dǎo)通角度達(dá)到120°以上，波形趨于連續(xù)，包絡(luò)趨于正弦波形。但從直流輸出電壓UL的質(zhì)量看，填谷方式的無源功率因數(shù)校正電路的輸出電壓紋波較大，脈動(dòng)系數(shù)大，直流電壓的測值約為230V，比較接近于交流輸入電源電壓的有效值，比普通橋式整流的電容濾波電路的直流輸出電壓低15%。在圖2-3中，如果用一個(gè)電阻或電感與二極管VD2串聯(lián)時(shí)，可進(jìn)一步改善輸入電流的波形。
填谷式無源功率因數(shù)校正電路是一種典型的逐流電路，它在90年代的照明電路中應(yīng)用廣泛，其功率因數(shù)校正值相比直接采用濾波電感的電路所能達(dá)到的值更高一些，而且也沒有了電感元件，因而沒有了對(duì)電感的高要求。但這種電路的供給開關(guān)管的直流電壓波峰比很高，電流波峰比也很高，這種電路由于電路輸出電壓谷值只有電解濾波電路谷值的一半，因而不適合做降壓電源。
3.采用串聯(lián)諧振的無源功率因數(shù)校正拓?fù)?/strong>
圖2-4給出了一種串聯(lián)諧振的無源功率因數(shù)校正法的電路及其工作波形。從圖2-4（a）中可見，諧振電路串聯(lián)在輸入電源與開關(guān)電源之間。諧振電路由電感L和電容C組成并聯(lián)諧振電路，電阻R為阻尼電阻。該電路在理想諧振時(shí)對(duì)3次諧波電流呈現(xiàn)無限大的阻抗，故沒有諧波電流過載的可能。
串聯(lián)諧振電路的阻抗為：
當(dāng)工作頻率ω等于諧振頻率ω0=1/（LC）1/2時(shí)，電路阻抗等于阻尼電阻R。阻尼電阻R取得比較大［（如200W負(fù)載時(shí)取27kΩ），所以負(fù)載側(cè)的3次諧波電流不可能注入電網(wǎng)側(cè)，進(jìn)而改善了電網(wǎng)側(cè)的電流波形，如圖2-4（b）所示。由圖2-4可知，由于3次諧波被吸收，電網(wǎng)側(cè)電流波形變方，峰值電流明顯減少。此時(shí)，整流電路在50～200W輸出功率下，功率因數(shù)為0.81～0.92左右。
有源功率因數(shù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
從原理上說，任何一種直流電壓變換器的拓?fù)涠伎梢杂米鲇性垂β室驍?shù)校正器的主電路。從實(shí)用上來說，有源功率因數(shù)校正控制的芯片種類繁多，每種芯片的控制方式也不盡相同。下面僅就其主電路拓?fù)鋪磉M(jìn)行分析。
有源功率因數(shù)校正分為有變壓器隔離和沒有變壓器隔離兩類。每一類有6種拓?fù)洌航祲菏剑˙uck）、升壓式（Boost）、升壓—降壓式（Buck-Boost）、串聯(lián)式（Cuk）、并聯(lián)式（Sepic）以及塞達(dá)式（Zata）。按激勵(lì)方式分，有自激式和他激式兩種。自激式包括單管式和推挽式，他激式包括調(diào)頻式（PWF）、調(diào)寬式（PWM）、調(diào)幅式（PAM）和諧振式（RSM）4種。而按主電路是單相還是三相，采用硬開關(guān)技術(shù)還是軟開關(guān)技術(shù)等等又能劃分出不同種類，由這些不同種類相結(jié)合能換化出許許多多的拓?fù)洌绻灰患?xì)說，很難將其全部囊括在內(nèi)，這里僅就應(yīng)用上比較多的幾種非隔離型單相硬開關(guān)有源功率因數(shù)基本結(jié)構(gòu)進(jìn)行分析。
1.降壓式有源功率因數(shù)校正主拓?fù)?/strong>
降壓型有源功率因數(shù)校正電路的開關(guān)晶體管可以采用雙極型晶體管也可以采用功率MOSFET。MOSFET管的開關(guān)速度較快且基本沒有存儲(chǔ)時(shí)間消耗，因而應(yīng)用在工作頻率較高的電路中，開關(guān)管的損耗比較小；而且MOSFET管所需要的開關(guān)驅(qū)動(dòng)功率比較小，因而在設(shè)計(jì)開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路時(shí)省去了功率放大等一些電路，降低了整體功率因數(shù)校正電路的復(fù)雜性。而雙極型晶體管在導(dǎo)通后的電阻比較低，因而較適用于工作頻率比較低的情況，因?yàn)檫@種電路的開減損損耗并不明顯。圖2-5所示的電路拓?fù)渲饕槍?duì)高頻電路，故采用MOSFET來進(jìn)行分析。
圖2-5所示電路的工作原理是：當(dāng)開關(guān)管Q導(dǎo)通（TON）時(shí)，輸入電流通過Q流過電感L，在電感L未達(dá)到飽和前，通過電感L的電流呈線性增長。電感L將電能以磁場的形式存儲(chǔ)起來，隨著電源電壓VS對(duì)電感L充電，流過電感L的電流再對(duì)電容C充電，并提供負(fù)載電流，二極管D因反向偏置而截止。只有當(dāng)開關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí)，來自電源的電流才會(huì)流動(dòng)。當(dāng)開關(guān)管Q截止（TOFF）時(shí)，電感L線圈中存儲(chǔ)的磁能不能突變，只會(huì)慢慢消失，維持了流過電感L的電流保持不變，磁場的消失使電感L兩端的電壓極性顛倒，為二極管D提供正向偏置電壓而使其導(dǎo)通。這樣電感L和電容C在TOFF期間共同為負(fù)負(fù)載提供電流。若不計(jì)二極管D和開關(guān)管Q上的壓降，得到的輸出電壓VO為：
這種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的開關(guān)管所承受的最大電壓是輸入電壓的最大值，因而其電壓應(yīng)力較小，由于開關(guān)管位于整流電路之后，當(dāng)電路的輸出后級(jí)發(fā)生短路時(shí)，可以利用開關(guān)管的關(guān)斷實(shí)現(xiàn)輸出短路保護(hù)。但降壓型有源功率因數(shù)校正電路在輸入電壓大于輸出電壓時(shí)才能工作，而其輸入電壓在整流后的正弦波，在正弦波電壓為0的地方就不可能再降壓了，因此，這種電路會(huì)有一段死區(qū)時(shí)間影響功率因數(shù)值。且其輸出電壓較低，對(duì)比相同的功率級(jí)別，其后若接DC/DC電路，其所需的電流應(yīng)力將較大，且開關(guān)管門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)的接地并沒有跟輸出接地連接在一起，驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)比較復(fù)雜。由于輸入電流是脈動(dòng)的，功率因數(shù)提高受到了限制，且EMI環(huán)境差，往往需要一個(gè)輸入濾波器，而且只能使電壓降壓，通常適用于大電流和中功率（直到大約800W）的降壓情況［14］下。相比輸出高電壓的校正電路在相同的功率等級(jí)下可以減小電流、減小電感的體積的情況，降壓型電路由于自身拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)輸入不能低于輸出的限制，達(dá)不到非常好的功率因數(shù)校正效果。
2.升壓式有源功率因數(shù)校正主拓?fù)?/strong>
圖2-6為升壓型有源功率因數(shù)校正主電路的原理圖，這種電路的工作過程如下：
當(dāng)開關(guān)管Q導(dǎo)通（TON）時(shí)，輸入電流開始流過電感L，在電感線圈磁性未達(dá)到飽和前，電流呈線性增長趨勢，電能轉(zhuǎn)化為磁能儲(chǔ)存在電感L中。因此，在TON期間，負(fù)載的電壓和電流都由電容C供給。當(dāng)開關(guān)管Q截止（TOFF）時(shí)，由于電感L存儲(chǔ)的磁能不會(huì)馬上消失，但其感應(yīng)電動(dòng)勢會(huì)使電感L兩端的電壓極性改變，維持通過電感L的電流不變，電感L的放電電壓的極性與VS相同，且與VS相串聯(lián)，電壓高于輸出電壓。因此，存儲(chǔ)在電感L中的磁能通過正向偏置而導(dǎo)通的二極管D傳送到負(fù)載和電容C，起到一種升壓的作用。如果忽略損耗和開關(guān)元件上的電壓降，則有VO=VS/（1-D）（D為占空比），可見，VO不可能增大到無窮大，各種電阻性損耗元件將使輸出電壓以某個(gè)上升比（通常在5～10之間）達(dá)到一個(gè)極限值。
升壓型有源功率因數(shù)校正電路的輸入電流就是流經(jīng)電感的電流，因而輸入電流不會(huì)出現(xiàn)斷流的情況，運(yùn)用電流模式可以很方便地對(duì)電感電流的開關(guān)進(jìn)行控制，對(duì)輸入濾波器的要求較低，因此能方便的解決EMI的問題，而且這種電路在交流電的整個(gè)周期內(nèi)都能進(jìn)行功率校正，因此要獲得較高的功率因數(shù)相對(duì)而言比較容易；開關(guān)管的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)地由于與輸出地接在一起，其源極電壓為0V，因此開關(guān)管驅(qū)動(dòng)起來較容易；輸入電流呈連續(xù)狀態(tài)，使得開關(guān)管峰值電流相對(duì)較小，電流追蹤輸入電壓的變化也相對(duì)較容易，因此，這種電路可適用于電壓變化比較大的情況，此電路供給后級(jí)輸出的能量部分由市電直接供給，另一部分則通過電—磁—電的轉(zhuǎn)換得到，因而得到的效率比較高。這種電路中的開關(guān)管的最大電壓應(yīng)力等于輸出電壓值，且能正常工作在國際標(biāo)準(zhǔn)的全電壓和整個(gè)頻率范圍內(nèi)，因而應(yīng)用最廣泛。但升壓型有源功率因數(shù)校正電路的輸入和輸出之間沒有進(jìn)行絕緣隔離，且由于輸出紋波較大，一般用于功率較低（最高大約為500W）、電流較小的情況下，由于輸出電流以脈沖形式輸送到負(fù)載電阻和電容C上，故會(huì)產(chǎn)生噪聲問題［15］，升壓型變換器只能使電壓升高，而輸入電壓低于輸出電壓容易使電路失控而導(dǎo)致產(chǎn)生過大的電感電流，而且由于它是一個(gè)升壓電路，輸出電壓一般在380～400V，若想得到低壓輸出，則必須在其中增加一級(jí)能降低電壓的DC/DC電路。且其最終的輸出電壓一定高于輸入電壓的最大值，最終得到的輸出電壓比較高，這樣不利于對(duì)開關(guān)管進(jìn)行輸出短路保護(hù)。
目前這種電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已經(jīng)比較成熟，也針對(duì)這種結(jié)構(gòu)出現(xiàn)了專門的控制芯片，且運(yùn)用諸如平均電流控制模式、峰值電流控制模式、滯環(huán)電流控制模式等控制方式已廣泛應(yīng)用在有源功率因數(shù)校正電路中。
3.升-降壓式有源功率因數(shù)校正主拓?fù)?/strong>
圖2-7為升—降壓型有源功率因數(shù)校正主電路的原理圖，這種電路的工作過程如下：
如圖2-7所示電路，當(dāng)開關(guān)管Q導(dǎo)通（TON）時(shí)，接在VS兩端的電感L通過開關(guān)管Q形成回路，電源電流流過電感L，向其充電，此時(shí)，二極管D反向偏置而截止，負(fù)載由預(yù)先存儲(chǔ)了能量的電容C供給能量。當(dāng)開關(guān)管Q關(guān)斷（TOFF）時(shí)，同樣由于電感內(nèi)含的磁場并不能發(fā)生突變，但產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢將使電感L的電壓極性發(fā)生顛倒，二極管D因此正向偏置而導(dǎo)通，存儲(chǔ)在電感L中的能量因此能通過D而輸送到電容C和負(fù)載R，電感L放電，同時(shí)向電容C和負(fù)載R供電。
升—降壓型有源功率因數(shù)校正電路即能實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電壓升壓，又能實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電壓降壓，且在電源的整個(gè)輸入周期內(nèi)都可以連續(xù)工作，因此，這種電路的輸出電壓可以在一個(gè)比較大的范圍內(nèi)選擇，而且根據(jù)不同的選擇，其后級(jí)能適應(yīng)不同的設(shè)計(jì)要求，靈活性較大，同樣在電路發(fā)生短路時(shí)，也能利用開關(guān)管Q的關(guān)斷實(shí)現(xiàn)短路保護(hù)。為了從電源吸取與輸入電壓呈線性關(guān)系的基波電流，避免向電網(wǎng)回饋諧波，這種電路拓?fù)潆m然實(shí)現(xiàn)了提高功率因數(shù)的要求，但由于后級(jí)的能量全部由電—磁—電轉(zhuǎn)換得到，因而效率比較低。而且開關(guān)管所承受的電壓為輸入電壓與輸出電壓之和，因此開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力比較大，同樣，電路只有在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)才有輸入電流流過，因而承受的峰值電流比較大，開關(guān)管的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)接地同樣不與輸出接地連接，因而驅(qū)動(dòng)比較復(fù)雜，除此之外，升—降壓型有源功率因數(shù)校正電路還與前面提到的兩種電路有一條比較明顯的缺點(diǎn)就是其輸出電壓的極性與輸入電壓不一致，這也使得后面的逆變電路設(shè)計(jì)起來比較困難。
由于來自電壓源Vs的電流及經(jīng)過二極管D送到輸出部分的電流都是脈動(dòng)的，所以難于控制極性反轉(zhuǎn)式中的傳導(dǎo)電磁干擾（EMI），傳導(dǎo)EMI包括各種開關(guān)瞬變，它們通過電源線進(jìn)行傳送，并干擾連接到同一電源電路的其它設(shè)備。
針對(duì)前面幾種基本有源功率因數(shù)校正電路的分析，目前應(yīng)用最廣泛的仍是升壓型有源功率因數(shù)校正電路。但由于升壓型有源功率因數(shù)校正電路中的電感工作于連續(xù)電流模式，使得續(xù)流二極管有反向恢復(fù)方面的問題，目前應(yīng)用得較多的是快恢復(fù)二極管，但解決升壓型有源功率校正電路的那些缺點(diǎn)僅著眼于這個(gè)二極管，并不能達(dá)到非常滿意的效果，目前研究得較多的是在有源功率因數(shù)校正電路中加入無源功率因數(shù)校正電路，或者運(yùn)用軟開關(guān)技術(shù)輔助有源功率因數(shù)校正，改善續(xù)流二極管的關(guān)斷環(huán)境，也可以用SiC材料做成的肖特基二極管代替普通二極管，解決續(xù)流二極管的反向恢復(fù)問題［16］。此外，在小功率應(yīng)用場合，也有將AC/DC以及DC/DC兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)聯(lián)合使用的，構(gòu)成多級(jí)拓?fù)洌瑢?shí)現(xiàn)電氣隔離，或者采用無橋功率因數(shù)校正，減少輸入能量在二極通斷過程中的損耗。總之，不論采取什么樣的方法，其最終目的都是要針對(duì)升壓型功率因數(shù)校正電路的缺點(diǎn)進(jìn)行設(shè)計(jì)，在保證功率因數(shù)校正電路的高效率、高功率因數(shù)和可靠性外，盡量降低應(yīng)用成本。本課題也將隨著這一研究思路，在分析現(xiàn)在應(yīng)用較多的基本電路拓?fù)涞幕A(chǔ)上，剖析各拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特性及優(yōu)缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)出新型的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，盡量揚(yáng)長避短，在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上提升功率因數(shù)校正電路的整體性能和效率。并通過比較分析和仿真驗(yàn)證。
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