本文介紹反激式轉換器 RCD 緩沖電路的設計指南。當 MOSFET 關斷時，由于主變壓器的漏電感 (Llk) 與 MOSFET 的輸出電容 (COSS) 之間存在諧振，漏極引腳 上會出現高壓尖峰。漏極引腳上的過高電壓可能導致雪 崩擊穿，并最終損壞 MOSFET。因此，必須添加一個額 外的電路，實現電壓箝位。

一個最簡單的拓撲是反激式轉換器。該拓撲源自一個升 降壓轉換器，將濾波電感替換為耦合電感，如帶有氣隙 的磁芯變壓器。當主開關導通時，能量以磁通形式存儲 在變壓器中，并在主開關關斷時傳輸至輸出。由于變壓 器需要在主開關導通期間存儲能量，磁芯應該開有氣 隙。因為反激式轉換器所需元件很少，因此該拓撲非常 合適中低功率應用，如電池充電器、適配器 和 DVD 播 放器。

圖 1 顯示在連續導通模式 (CCM) 和不連續導通模式 (DCM) 下運行的反激式轉換器，其中包含幾個寄生元 件，如初級和次級漏電感、MOSFET 的輸出電容和次級 二極管的結電容。當 MOSFET 關斷時，初級電流 (id) 在 短時間內為 MOSFET 的 COSS 充電。當 COSS (Vds) 兩 端的電壓超過輸入電壓及反射的輸出電壓之和 (Vin+nVo) 時，次級二極管導通，因此勵磁電感 (Lm) 兩 端的電壓被箝位至 nVo。因此，Llk1 和 COSS 之間存在諧 振，具有高頻和高壓浪涌。MOSFET 上過高的電壓可能 導致故障。在 CCM 運行模式下，次級二極管保持導通 直至 MOSFET 柵極導通。當 MOSFET 導通時，次級二 極管的反向恢復電流被添加至初級電流，因此在導通瞬 間初級電流上出現較大的電流浪涌。同時，由于在 DCM 模式下次級電流在一個開關周期結束前干涸， Lm 和 MOSFET 的 COSS 之間存在諧振。

緩沖電路設計

可通過添加一個額外的電路，將由于 Llk1 和 COSS 之間 的諧振產生的過高電壓壓制到一個可接受的電平，從而 保護主開關。圖 2 和 3 顯示 RCD 緩沖電路及其主要波 形。當 Vds 超過 Vin+nVo 時，RCD 緩沖電路通過導通緩 沖二極管 (Dsn) 吸收漏電感中的電流。假定緩沖電容足 夠大，以致其電壓在一個開關周期內不會發生變化。當 MOSFET 關斷并且 Vds 被充電至 Vin+nVo 時，初級電 流通過緩沖二極管 (Dsn) 流至 Csn。同時，次級二極管導 通。因此， Llk1 兩端的電壓為 Vsn-nVo。i sn 的斜率如下 所示：

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其中， i sn 指流至緩沖電路的電流， Vsn 指緩沖電容 Csn 兩端的電壓，n 指主變壓器的匝比，Llk1 指主變壓器的漏 電感。時間 ts 可以表達為：

其中， i peak 指初級峰值電流。緩沖電容電壓 (Vsn) 應該在最小輸入電壓和滿載條件下 確定。一旦確定了 Vsn，最小輸入電壓和滿載條件下緩沖 電路耗散的功率可以表達為：

其中，fs 指反激式轉換器的開關頻率。Vsn 應該為 nVo 的 2 至 2.5 倍。若 Vsn 很小，可能導致緩沖電路中出現嚴 重的損耗，如上面方程式所示。

另一方面，由于緩沖電阻 (Rsn) 消耗的功率為 Vsn2/Rsn， 電阻可由下式得出：

應該根據功耗，選擇緩沖電阻以及合適的額定功率。緩 沖電容電壓的最大紋波可由下式得出：

通常，合理的紋波為 5-10%。因此，可采用上述方程式 計算緩沖電容。

當轉換器設計為 CCM 運行模式時，漏極峰值電流以及 緩沖電容電壓隨輸入電壓增加而降低。最大輸入電壓和 滿載條件下的緩沖電容電壓可由下式得出：

其中，fs 指反激式轉換器的開關頻率，Llk1 指初級端漏電 感，n 指變壓器匝比，Rsn 指緩沖電阻，Ipeak2 指最大輸 入電壓和滿載條件下的初級峰值電流。當轉換器在最大 輸入電壓和滿載條件下以 CCM 模式運行時，Ipeak2 可由 下式得出：

當轉換器在最大輸入電壓和滿載條件下以 DCM 模式運 行時， Ipeak2 可由下式得出：

其中， Pin 指輸入功率， Lm 指變壓器的勵磁電感， VDCmax 指整流后的最大直流輸入電壓。驗證在瞬變期間和穩態期間， Vds 最大值分別低于 MOSFET 額定電壓 (BVdss) 的 90% 和 80%。緩沖二極 管的額定電壓應該高于 BVdss。通常，在緩沖電路中采 用額定電流為 1 A 的超快二極管。

實例

某個采用 FSDM311 的適配器具有以下規格：85 Vac 至 265 Vac 的輸入電壓范圍，10 W 輸出功率，5 V 輸出電 壓，和 67 kHz 開關頻率。當 RCD 緩沖電路采用一個 1 nF 緩沖電容和一個 480 kW 緩沖電阻時，圖 4 顯示交流 開關導通瞬間，在 265 Vac 的幾個波形。

圖 4. 包含 1 nF 緩沖電容和 480 kW 緩沖電阻的啟動波形

在圖 4-7 中，通道 1 至 4 分別代表漏極電壓（Vds，200 V/div），電源電壓 （VCC， 5 V/div），反饋電壓 （Vfb， 1 V/div）和漏極電流（Id，0.2 A/div）。內部 SenseFET 上的最大電壓應力大約為 675 V，如圖 4 所示。根據數 據表，FSDM311 額定電壓為 650 V。額定電壓過高的原 因有兩個：錯誤的變壓器設計和 / 或錯誤的緩沖電路設 計。圖 5 顯示原因。

圖 5. 穩態波形，帶有 1 nF 緩沖 電容和 480 kW 緩沖電阻

為了保持可靠性，穩態時的最大電壓應力應該等于額定 電壓的 80% (650V * 0.8 = 520 V)。圖 5 顯示穩態時，并 且 Vin = 265 Vac 時，內部 SenseFET 上的電壓應力高于 570 V。然而，Vin+nVo 約為 450 V (= 375V + 15 * 5V)， 這說明變壓器匝比為 15，這是一個合理的值。因此，緩 沖電路必須重新設計。

使 Vsn 為 nVo 的兩倍，即 150 V，并且測得的 Llk1 和 i peak 分別為 150 μH 和 400 mA。緩沖電阻計算如下：

Rsn 釋放的功率計算如下：

使緩沖電容電壓最大紋波為 10%，則緩沖電容可由下式 得出：

圖 6 和 7 顯示采用 14 kW (3 W) 和 10 nF 時的結果。

圖 6. 啟動波形，帶有 10 nF 緩沖電容和 14 kW 緩沖電阻

圖 7. 穩態波形，帶有 10 nF 緩沖 電容和 14 kW 緩沖電阻

啟動和穩態時內部 SenseFET 上的電壓應力分別為 593 V 和 524 V。它們分別為 FSDM311 額定電壓的 91.2% 和 80.6% 左右。