光纖傳輸性能分析中，應該先確定非線性噪聲來源，這是一個基礎問題。非線性噪聲來源都相對比較復雜，其計算更比較復雜，由于系統的復雜性，一種計算可能只能實用于有限場景，但是不能說該計算是錯誤的，需要針對具體的場景進行修正或者補充。

非線性噪聲的識別有兩個比較重要的前提。因為我們考慮的是有效噪聲，有些噪聲不在信道之內就不算有效噪聲，如果噪聲完全滿足系統的誤碼率要求，則噪聲也可能不必再進行優化而帶來成本的增加。

一個是信道的設計，包括信道的帶寬和間隔。

一般情況下，信道的帶寬大于等于信道的碼率。推薦的奈奎斯特WDM信道，因為其帶寬等于信道的碼率，信道的間隔可以認為為零。實際上每個信道的帶寬可能不一樣，間隔也不一致。

非線性噪聲的識別是在信道的帶寬內進行識別，落在信道的帶寬外的噪聲自然也沒有意義去進行評估。信道占用的帶寬大，積累的非線性噪聲應該就比較大。信道間隔比較小，信道之間的串擾就比較大，非線性噪聲就比較大。從分析角度，最簡單的自然是信道間的間隔為零的奈奎斯特WDM信道。頻譜效率利用率大致是最高的，分析模型應該是最簡單的。

調制格式也應該對非線性噪聲帶來影響。相同的輸入功率，不同的調制格式，其非線性噪聲結果也有差異。

16QAM或者PM-QAM中，取四角的信號振幅，其非線性噪聲結果是最高的。取平均功率或許低估了特殊時段的非線性噪聲。應該對平均功率和最高功率進行考慮。

非線性噪聲是光纖中的非線性效應產生的噪聲。目前已知的光纖非線性效應包括五類，受激拉曼散射，受激布里淵散射，自相位調制，交叉相位調制，以及四波混頻。但目前非線性效應的分析還是主要集中在四波混頻帶來的非線性噪聲，但是其他非線性噪聲來源也是需要進行關注的，特定的應用場景，其噪聲或許增大到需要特別關注的程度。

受激拉曼散射和受激布里淵散射源于光脈沖和光纖材料的相互作用，光脈沖和物質之間存在能量的交換。由于目前的放大器配置，長途干線和海底通信中，存在受激拉曼散射和受激布里淵散射帶來的非線性噪聲。

受激拉曼增益覆蓋的頻譜能覆蓋到40THz，同時受激拉曼散射的噪聲也同樣覆蓋到40THz。

受激拉曼增益在不同的頻移下的增益大小，最高增益在13.2THz位置。可以想象出，短波長信道會成為長波長信道的泵浦，這樣短波長信道的部分能量會轉移到長波長信道而成為噪聲。

不過，由于受激拉曼散射的閾值比較高，為1W級別，而典型的信道功率一般1mW。受激拉曼散射對于信道非線性影響應該比較小，其帶來的功率代價微小。實際應用中需要考慮各個信道的放大效率和均衡性。

受激布里淵散的閾值比較低(~5mW)，需要考慮其帶來的噪聲，但是主要是前向布里淵散射(前文:光纖非線性特性-布里淵散射)，雖然該影響確實也比較小，但是在系統評估中不應該被忽視。值得一提的是，由于光纖的優化，一般受激布里淵散的閾值也提高了很多個dB。這個要看具體的光纖性能。

自相位調制，交叉相位調制，以及四波混頻，源于信道中光脈沖之間的相互作用，能量交換發生在光脈沖頻率之間，并不和材料物質相互作用。

自相位調制和交叉相位調制帶來的是相位噪聲，四波混頻應該屬于振幅噪聲。四波混頻發生的能量交換均處理為噪聲，但是有一點，如果產生的新頻率的光子和該頻率所占用的信道的信號光子巧合同頻同相同方向同一個時刻位置，應該會起到放大作用。但是這種概率比較低，從分析角度上，四波混頻產生的新頻率的光子均處理為噪聲。

如果存在自相位調制，則其光波相移在線性相移的基礎上增加了非線性相移：

根據光場的表達式，就有（非嚴謹的數學表達，但是邏輯上是嚴謹的）

則第一個公式可以看到自相位調制帶來了非線性相移，第二個公式中看到自相位調制也擴展了頻譜。頻率擴展其中一種情況是形成光孤子帶來增益，一種情況脈沖在時間域上擴展形成相位噪聲。

在光脈沖傳播距離L后，自相位調制引入的相位噪聲逐漸增強，最初的圓形功率分布信號變成一個橢圓功率分布信號。但是振幅波動的范圍沒有受到影響。

交叉相位調制帶來的相移遠大于自相位調制：

如果參與交叉相位調制兩個頻率功率相等，則非線性相移將是自相位調制的三倍。

可以預知，其相位噪聲也存在很大的增強。交叉相位調制的相位噪聲也是分析的一個重點。

在目前的非色散補償方案中，隨著系統數字處理技術的增強，相位噪聲被證明影響比較小。非線性噪聲主要集中在四波混頻上。

四波混頻的高效率需要滿足能量守恒和動量守恒。能量守恒和頻率有關，動量守恒則和傳播常數或者相位相關。能量守恒確定了四波混頻會產生那些新的頻率。動量守恒決定四波混頻的效率，即最大四波混頻效率需要參與四波混頻的四個傳播常數差等于零。

假定四個頻率等間隔，則每個傳播常數按泰勒級數展開后取其差值，有

則可以看到二階色散系數或者群速度色散beta2等于零時，傳播常數差等于零，這時，四波混頻的效率最高。也就是在光纖的零色散位置附近，四波混頻的效率最高。遠離光纖的零色散位置，則四波混頻的效率就比較低。

四波混頻中四波前面的符號只存在或者只考慮下面的關系，其他的符號或者不可能存在，或者不在通信頻譜的范圍之內。

由f1，f2，f3頻率參與的非線性過程而轉移到新頻率f上的功率將視為四波混頻效應導致的噪聲。由于有效的功率密度譜只存在有效帶寬上，f1，f2，f3也落在有效帶寬，并且原則上要遍歷整個有效帶寬，而忽略掉中間的帶寬間隙，這樣四波混頻效應導致的噪聲最初應該需要三重積分。如果以Hz為單位，則一個32GHz的信道就存在數量可觀的參與四波混頻的頻率，而新頻率也可能落在任何信道，或者落在信道之間的間隙。

如果每個信道的功率均等，很容易知道，中間的信道的中心頻率其四波混頻效應最強烈，而其噪聲也最大，是考慮的重點。由于前面的頻率關系，可以預知，如果考慮中心頻率f，則其他三個頻率可能來在1）全部來自中間信道；2）來在中間信道和另外一個信道；3）來自三個信道，這三個信道或者包括中間信道，或者是非中間信道的其他信道。

而不同的頻率其四波混頻效率也有不同，考慮四波混頻效率，注意，由于可以設置f=0，則f3是f1和f2的和。

所以三重積分可以減少到二重積分。

四波混頻效率圖示中看出，重點考慮的場景是：其中一個頻率位于中間信道，如果兩個頻率均不在中間信道，則其四波混頻效率急速下降。

總之，目前明確的非線性噪聲來源：

四波混頻帶來新的頻譜噪聲，應該屬于振幅噪聲。

自相位調制和交叉相位調制帶來相位噪聲，如果系統無法有效補償其功率代價，其中交叉相位調制帶來的相位噪聲需要進行考慮。

前向布里淵散射帶來噪聲是一個基礎噪聲，基數較低，但是需要考慮。

拉曼散射帶來的噪聲，大多數分析都被忽略，但是需要進行分析確定是否可以忽略。

審核編輯：湯梓紅