邪惡的一面我們稱：「魔鬼藏在細(xì)節(jié)里」；

善良的一面我們稱：「天使藏在細(xì)節(jié)里」。

不管之前有沒有被魔鬼陷害到——尤其是低壓控制的領(lǐng)域，今天魚干我要講的是細(xì)節(jié)里的天使，希望可以讓被魔鬼挖坑跳進(jìn)去的哈味（Hardware）工程師門可以爬出魔鬼挖的坑。其實這個坑是很多人都知道的，只是不曉得如何巧妙避開的個中訣竅，魚干我也是曾經(jīng)掉在這個坑內(nèi)很久爬不出來、抓破頭皮想破頭不曉得是怎么跌進(jìn)坑的@_@”

今天要說的，在高壓（>5V）的應(yīng)用不太會構(gòu)成什么大問題，但若是應(yīng)用在低壓（尤其是MCU Logic level應(yīng)用的）就要特別注意MOSFET的選型了，否則會在驅(qū)動的時候產(chǎn)生過高的損失（切換損與導(dǎo)通損）。

MOSFET Gate電容分布示意：

MOSFET Data sheet內(nèi)有標(biāo)示：CISS、COSS和CRSS，

其中：

CISS = CGS + CGD；

COSS = CDS + CGD；

CRSS = CGD.

但由于這些容值與電壓變化有關(guān)，因此最好根據(jù)Gate Charge參數(shù)內(nèi)來計算適當(dāng)?shù)拈_與關(guān)的值（電流與速度）。

下圖為Logic level MOSFET ISC0806NLS data sheet

有沒有發(fā)現(xiàn)萬綠叢中的一點紅？那么多Qxx內(nèi)就出現(xiàn)那么一個完全不一樣的Vplateau？對啦！那個參數(shù)就是這一整篇想要去找的、傳說中的”天使”~ Vplateau到底在Gate Charge的整個圖表內(nèi)占了什么樣的角色與份量？

有沒有看到下列圖表內(nèi)的QGD那個平臺？對！就是那個平臺--傳說中的Vplateau也就是眾所皆知的米勒平臺，說穿了好像也沒什么了不起^_^||

從上面的圖表我們可以得知：

Gate電壓從：

QGS charge階段：

t0 -> t1 VGS到達(dá)（VG（TH））時，IDrain開始流動；

t1 -> t2 VGS到達(dá)Vplateau電壓時QGS結(jié)束、IDrain達(dá)到飽和、VDS開始往下降；

QGD charge階段

t2 -> t3 VGS對CGD充電

t3 -> t4 QGD結(jié)束、VGS上升到最高電壓后，整個QG結(jié)束

若是在5V Logic level的控制系統(tǒng)中又不外掛一個Gate Driver IC，選用了Vplateau >5V的MOSFET會發(fā)生什么事呢^_^？

如果datasheet內(nèi)沒有明確的標(biāo)示出Vplateau怎么辦呢？沒關(guān)系，我們再去找一張Gate charge的圖表（一定會有），圖表內(nèi)的那個平臺約略也可以顯示出Vplateau這個值：

從下圖可以看出VGS對應(yīng)到IG的圖標(biāo)（理想波形）與右側(cè)展開后的波形：

[ VDRIVER（red）、VGS（green）、IG（blue）]

將上圖展開后可以看到VDRIVE，VGS，IG的細(xì)節(jié)可以發(fā)現(xiàn)，依照QG公式計算出的電流并非全時直流，而是瞬時直流：

因此可以表示為：

由上式可以將R再簡化為RG-ext + RG-int

某些較快速之MOSFET內(nèi)部會再串入一個低阻值的RG以避免切換速度過快造成MOSFET損壞。

RG-ext則是我們自由設(shè)定的；

VDRIVE則是Gate Driver IC的輸出電壓（也可以是Totem pole輸出）

因此可以再簡化為：

iG=（VDRIVER–VGS）÷（RG-ext + RG-int）

以ISC0806NLS為例：

RG-int =1.2 ohm

VGS（th）= 2.3V

RG-ext = 5.6 ohm

VDRIVE =5V

iG=（5V–2.3V）÷（1.2 ohm + 5.6 ohm）= 397mA

選擇Gate Driver IC時可以滿足這個電流即可，因為根據(jù)電容瞬時電流特性，此397mA只出現(xiàn)在很短暫的時間內(nèi)。

PDRIVE = QG x VG x fsw

由上式可以得知：任一個數(shù)據(jù)越高Pd就會越高，但通常QG與VG是不會變的，會變的通常是工作頻率fsw

以ISC0806NLS為例：

QG =49nC（max）

VG = 5V

Fsw = 100KHz

Pd =49nC x 5V x 100KHz =24.5mW

假設(shè)我們將fsw提高到500KHz:

Pd =49nC x 5V x 500KHz =122.5mW

Pd增加了5倍，因此在散熱方面就必需留意。

為了不讓整個計算顯得太復(fù)雜，魚干我將整個電流計算給簡化了，就像我們通常在G-S端并聯(lián)1個10Kohm來防止電源投入瞬間造成MOSFET短路損壞。但，為什么是10K？為什么不是1K或是100K？

其實這個RG-S是有計算式可以精算出的，只是萬一要更換MOSFET因為Ciss不同就得一并更換電阻那就復(fù)雜了，電流的這個公式也是相同的道理，已知驅(qū)動電流0.5A的GD已經(jīng)夠用，我們就不需要去選一個相對較貴的3A的GD對吧？

但是，在實際的PCB布線上還存在著預(yù)期外、但又真實存在的雜散電感與電容如下圖：

諸如此類的細(xì)節(jié)將待有機(jī)會再繼續(xù)深入探討，因為有驅(qū)動上升與下降時間常數(shù)的問題，速度太慢切換損變高（QG）速度太快會有EMI的問題…

有關(guān)于動態(tài)特性咱下次再聊~

<本篇完>