【導(dǎo)讀】當(dāng)車輛電池因損壞而需要更換時(shí)，新電池極性接反的可能性很高。車輛中的許多電子控制單元 (ECU) 都連接到車輛電池，因而此類事件可能會(huì)導(dǎo)致大量 ECU 故障。

ISO（國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)化組織）等汽車標(biāo)準(zhǔn)定義了電氣電子設(shè)備的測(cè)試方法、電壓水平、電磁輻射限值，以確保系統(tǒng)安全可靠地運(yùn)行。與極性反接保護(hù) (RPP) 相關(guān)的一種標(biāo)準(zhǔn)是 ISO 7637-2:2011，它復(fù)制了實(shí)際應(yīng)用中的各種電壓場(chǎng)景，系統(tǒng)需要承受此類電壓以展示其能夠防范故障的穩(wěn)健性。這使得極性反接保護(hù)成為連接電池的 ECU/系統(tǒng)的一個(gè)關(guān)鍵組成部分，所有汽車制造商都需要。

本文將首先介紹 ISO 脈沖，通常使用此類脈沖來(lái)復(fù)制實(shí)際應(yīng)用中可能出現(xiàn)的電壓瞬變。然后將詳細(xì)說(shuō)明可以使用的幾種保護(hù)技術(shù)，并指導(dǎo)讀者選擇外部 N 溝道 MOSFET——它將提供 RPP 并幫助降低系統(tǒng)的功率損耗。最后，將基于電池電流推薦與理想的二極管控制器一起使用的 N 溝道 MOSFET 清單。

ISO 脈沖

為確保配備了 12 V 或 24 V 電氣系統(tǒng)的乘用車和商用車上安裝的設(shè)備與傳導(dǎo)電瞬變兼容，國(guó)際標(biāo)準(zhǔn) ISO 7637-2:2011 規(guī)定了測(cè)試方法和程序。有關(guān)詳細(xì)信息，請(qǐng)參閱 ISO 7637-2:2011。

該標(biāo)準(zhǔn)定義了多種類型的測(cè)試脈沖來(lái)測(cè)試器件。以下是其中的幾種測(cè)試脈沖。

● 脈沖 1：感性負(fù)載的電源斷開(kāi)導(dǎo)致的瞬變。

● 脈沖 2a：因線束的電感導(dǎo)致與 DUT（被測(cè)器件）并聯(lián)的器件中的電流突然中斷引起的瞬變。

● 脈沖 3a 和 3b：由于開(kāi)關(guān)過(guò)程而發(fā)生的瞬變。這些瞬變的特性受線束的分布電容和電感的影響。

這些測(cè)試脈沖具有不同的負(fù)電壓和正電壓電平，從而對(duì) DUT 施加壓力，看它能否承受。例如，通過(guò)圖 1 所示的脈沖 3b 可以大致了解標(biāo)準(zhǔn)中定義的脈沖類型；每種脈沖都有自己的參數(shù)，如表 1 所示。脈沖 3b 模擬實(shí)際應(yīng)用中的開(kāi)關(guān)噪聲，例如，繼電器和開(kāi)關(guān)觸點(diǎn)抖動(dòng)會(huì)產(chǎn)生短暫的突發(fā)高頻脈沖。AND8228/D 詳細(xì)討論了電壓瞬變和測(cè)試方法。

圖 1. 測(cè)試脈沖 3b

表 1. 測(cè)試脈沖 3b 的參數(shù)

極性反接保護(hù)技術(shù)

下面討論三種最常見(jiàn)的極性反接保護(hù)技術(shù)。

二極管

保護(hù)系統(tǒng)免受電池反接影響的最簡(jiǎn)單方法是使用二極管。如圖 2 所示，二極管只有在其端子連接到正確的極性（即正偏）時(shí)才會(huì)傳導(dǎo)電流。標(biāo)準(zhǔn)二極管的正向壓降 VF 約為 0.7 V，但肖特基二極管的正向壓降可低至 0.3 V。因此，大多數(shù)應(yīng)用使用肖特基二極管以降低系統(tǒng)損耗。

圖 2. 使用二極管的極性反接保護(hù)

圖 3 顯示了 NRVBSS24NT3G 肖特基二極管的典型壓降。在結(jié)溫 TJ 為 25°C 時(shí)，如果二極管電流 (IDIODE) 從 0.5 A 提高到 1.0 A（100% 增加），VF 將從 0.35 V 提高到 0.40 V（15% 增加）。

圖 3. NRVBSS24NT3G 肖特基二極管的典型正向電壓

MOSFET

二極管的一種替代方案是 MOSFET。當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，漏源壓降 VDS 取決于漏源電阻 RDS,ON 和漏源電流 ID：VDS = RDS,ON * ID。與肖特基二極管相比，該壓降一般要低得多。

P 溝道 MOSFET

與所有 MOSFET 一樣，P 溝道 MOSFET 在源極和漏極之間有一個(gè)本征體二極管。當(dāng)電池正確連接時(shí)，本征體二極管導(dǎo)通，直到 MOSFET 的溝道導(dǎo)通。要使 P 溝道 MOSFET 導(dǎo)通，柵極電壓需要比源極電壓低至少 VT（閾值電壓）。當(dāng)電池反接時(shí)，體二極管反偏，柵極和源極電壓相同，因此 P 溝道 MOSFET 關(guān)斷。（關(guān)注公眾號(hào) 電路一點(diǎn)通）使用一個(gè)額外的齊納二極管來(lái)箝位 P 溝道 MOSFET 的柵極，在電壓過(guò)高時(shí)提供保護(hù)。

圖 4. 使用 P 溝道 MOSFET 提供極性反接保護(hù)

N 溝道 MOSFET

也可以使用 N 溝道 MOSFET 來(lái)提供極性反接保護(hù)。當(dāng)電池正確連接時(shí)（源極連接到 VBAT），要使 MOSFET 導(dǎo)通，柵源電壓必須高于閾值電壓 (VGS > VTH)。鑒于源極連接到 VBAT，故柵極電壓需要比 VBAT 高至少 VT。因此，使用一個(gè)專用驅(qū)動(dòng)器來(lái)驅(qū)動(dòng) N 溝道 MOSFET 的柵極電壓，使其高于源極電壓，從而使 N 溝道 MOSFET 導(dǎo)通。當(dāng)電池反接時(shí)，體二極管反偏（陽(yáng)極電壓低于陰極電壓），驅(qū)動(dòng)器被禁用（源極和柵極短路），N 溝道 MOSFET 關(guān)斷。

圖 5. 使用 N 溝道 MOSFET 提供極性反接保護(hù)

極性反接保護(hù)技術(shù)比較

表 2 總結(jié)了不同極性反接保護(hù)技術(shù)的優(yōu)缺點(diǎn)。值得一提的是，P 溝道 MOSFET 的操作取決于空穴的遷移率，而 N 溝道 MOSFET 的操作取決于電子的遷移率。已知對(duì)于相同的漏極電流，電子的遷移率比空穴的遷移率高幾乎 2.5 倍。因此，為實(shí)現(xiàn)相同的導(dǎo)通電阻，P 溝道 MOSFET 的芯片尺寸會(huì)比 N 溝道 MOSFET 更大，相應(yīng)地成本也更高。這使得 N 溝道 MOSFET 比 P 溝道 MOSFET 更適合此類應(yīng)用。

表 2. 不同保護(hù)技術(shù)的比較

MOSFET 選擇

選擇用于極性反接保護(hù)的 N 溝道 MOSFET 時(shí)，需要考慮多種參數(shù)。

● MOSFET 的最大擊穿電壓 VDS,MAX

?對(duì)于 12 V 板網(wǎng)（汽車），首選 VDS,MAX = 40 V

?對(duì)于 24 V 板網(wǎng)（卡車），首選 VDS,MAX = 60V

● 最大工作結(jié)溫 TJ,MAX

?對(duì)于汽車和卡車應(yīng)用，鑒于環(huán)境惡劣，建議使用 175°C

● 柵極電平

?最好使用邏輯電平，而不要使用標(biāo)準(zhǔn)電平，因?yàn)閷?duì)于相同柵源電壓 VGS，前者的 RDS,ON 更低

● 封裝

?通常使用帶裸露焊盤(pán)的3.30×3.30mm（即 LFPAK33/WDFN8/μ8FL）和 5.00×6.00 mm（即 SO8-FL/LFPAK56）封裝以優(yōu)化功耗

● 總柵極電荷 QG,TOT

?MOSFET 導(dǎo)通分為 3 個(gè)階段

i. 當(dāng)柵極電壓 VGS 上升至平坦區(qū)域電壓 VGP 時(shí)，電荷主要用于為輸入電容 CISS 充電。

ii. 當(dāng) VGS 處于平坦區(qū)域電壓 VGP 時(shí)，電荷主要用于為反向傳輸電容（柵漏電容）CRSS 充電。

iii.當(dāng) VGS 從 VGP 上升至驅(qū)動(dòng)器電源電壓 VGDR 時(shí)，電荷用于進(jìn)一步增強(qiáng)溝道。

?QG,TOT 越低，MOSFET 導(dǎo)通所需的柵極電壓和電流越?。磳?dǎo)通速度越快），反之亦然

● 漏源電阻 RDS,ON

?RDS,ON 的作用是限制器件的功耗。對(duì)于給定負(fù)載電流，RDS,ON 越大，功耗越高。更高功耗會(huì)導(dǎo)致 MOSFET 的 TJ 升高。因此，為了獲得最優(yōu)性能，正確選擇具有所需 RDS,ON 的器件很重要。

?在以下部分中，選擇用于熱評(píng)估的 MOSFET 的 RDS,ON 將使功耗保持在 500 mW 左右。

NCV68061 理想二極管控制器

NCV68061 和外部 N 溝道 MOSFET 的組合構(gòu)成一個(gè)理想二極管：當(dāng)施加正偏電壓（陽(yáng)極電壓高于陰極電壓）時(shí)，它充當(dāng)一個(gè)理想導(dǎo)體；當(dāng)施加反偏電壓（陽(yáng)極電壓低于陰極電壓）時(shí)，它充當(dāng)一個(gè)理想絕緣體。NCV68061 是一款極性反接保護(hù)和理想二極管 N 溝道 MOSFET 控制器，旨在取代二極管，其損耗和正向電壓更低。

NCV68061 的主要功能是根據(jù)源漏差分電壓極性控制外部 N 溝道 MOSFET 的通斷狀態(tài)。根據(jù)漏極引腳連接，該器件可以配置為兩種不同的應(yīng)用模式。當(dāng)漏極引腳連接到負(fù)載時(shí)，應(yīng)用處于理想二極管模式，而當(dāng)漏極引腳接地時(shí)，NCV68061 僅處于極性反接保護(hù)模式。在這兩種模式下，控制器都會(huì)為外部 N 溝道 MOSFET 提供 11.4 V 的典型柵極電壓。因此，以下部分的所有計(jì)算都使用 10 V VGS 時(shí)的 RDS,ON。

NCV68061 已通過(guò) ISO 7637-2:2011 測(cè)試，結(jié)果證明該器件非常穩(wěn)健，能夠承受電壓應(yīng)力。NCV68061 數(shù)據(jù)表顯示了測(cè)試結(jié)果。

理想二極管應(yīng)用

圖 6 顯示了 NCV68061 在理想二極管配置下的使用情況。在此配置中，不允許輸入電壓對(duì)大容量電容 Cbulk 放電。此配置有兩種模式：

?導(dǎo)通模式：在進(jìn)入導(dǎo)通模式之前，源極電壓低于漏極電壓，電荷泵和 N 溝道 MOSFET 均被禁用。隨著源極電壓變得比漏極電壓大，正向電流流過(guò) N 溝道 MOSFET 的體二極管。一旦此正向壓降超過(guò)源漏柵極充電電壓閾值電平（典型值 140 mV），電荷泵就會(huì)開(kāi)啟，N 溝道 MOSFET 變成完全導(dǎo)通狀態(tài)。

?反向電流阻斷模式：當(dāng)源極電壓變得比漏極電壓小時(shí)，反向電流最初流過(guò) N 溝道 MOSFET 的導(dǎo)電溝道。此電流在 N 溝道 MOSFET 的導(dǎo)電溝道上產(chǎn)生一個(gè)與其 RDS,ON 成比例的壓降。當(dāng)此電壓降至源漏柵極放電電壓閾值（典型值 -10 mV）以下時(shí)，電荷泵被禁用，外部 N 溝道 MOSFET 由控制器的內(nèi)部 P 溝道 MOSFET 關(guān)斷。

圖 6. NCV68061 理想二極管應(yīng)用

圖 7. NCV68061 極性反接保護(hù)應(yīng)用

極性反接保護(hù)

如圖 7 所示，通過(guò)將漏極引腳連接到 GND 電位，NCV68061 將不允許下降的輸入電壓將輸出放電到 GND 電位以下，但允許輸出跟隨任何高于欠壓鎖定 (UVLO) 閾值的正輸入電壓。這意味著，下降的輸入電壓會(huì)將大容量電容 Cbulk 放電。

當(dāng)源極電壓高于 UVLO 閾值（典型值 3.3 V）時(shí)，源極/漏極和 UVLO 比較器使電荷泵能夠向完全導(dǎo)通的外部 N 溝道 MOSFET 提供柵源電壓。當(dāng)源極電壓低于 UVLO 閾值（典型值 3.2 V）時(shí)，電荷泵和 N 溝道 MOSFET 被禁用，所有負(fù)載電流流過(guò) N 溝道 MOSFET 的體二極管。

測(cè)試設(shè)置

使用 NCV68061 的專用測(cè)試板來(lái)確定各種采用 3×3 和 5×6 封裝且有不同 RDS,ON 的 MOSFET 的功耗和熱性能，以幫助理解不同負(fù)載電流下用于理想二極管控制器的 MOSFET 選擇。

電路圖

圖 8 顯示了測(cè)試板的電路圖。其設(shè)計(jì)方式支持測(cè)試SO-8FL/LFPAK4和μ8FL/LFPAK33封裝的MOSFET。每個(gè)MOSFET電路都有一個(gè)跳線來(lái)使能/禁用NCV68061，（關(guān)注公眾號(hào) 電路一點(diǎn)通）以確保一次只有一個(gè)控制器處于活動(dòng)狀態(tài)。使用 3.3 V LDO NCV4294 為控制器的使能引腳 EN 供電。控制器將控制 N 溝道 MOSFET，使其像理想二極管一樣工作，并阻止反向電流。

圖 8. NCV68061 測(cè)試板的電路圖

布局

該板是 4 層印刷電路板 (PCB)。輸入和輸出電流分布在頂層、第一內(nèi)層和第二內(nèi)層?？缍鄠€(gè)層分布電流有助于減少損耗，并提高電路板的熱性能。第二內(nèi)層具有用于柵極信號(hào)和使能信號(hào)的走線。底層專用于 GND 平面。

圖 9. 頂層

圖 10. 第一內(nèi)層

圖 11. 第二內(nèi)層

圖 12. 底層

熱測(cè)量

表 3. 接受評(píng)估的 MOSFET

表 3 顯示了用于熱評(píng)估的 N 溝道 MOSFET。選擇具有不同 RDS,ON 的 MOSFET，將功耗限制在 500 mW 左右。MOSFET 頂部殼溫測(cè)量在 24°C 環(huán)境溫度下進(jìn)行，以評(píng)估不同輸出電流（6 A、8 A 和 10 A）下 MOSFET 的熱性能。使用 SO-8FL/LFPAK4 (5 x 6) 和 μ8FL/LFPAK8 (3 × 3) 封裝的 MOSFET 進(jìn)行評(píng)估。對(duì)每個(gè)負(fù)載電流進(jìn)行兩次測(cè)量，一次使用 5 x 6 封裝，另一次使用 3 x 3 封裝。

圖 13. 6 A、μ8FL

圖 14. 6 A、SO-8FL

圖 15. 8 A、μ8FL

圖 16. 8 A、SO-8FL

圖 17. 10 A、LFPAK8

圖 18. 10 A、LFPAK4

有了從熱測(cè)量獲得的頂部殼溫和計(jì)算出的功耗，便可使用公式 1 計(jì)算結(jié)溫 TJ。

TJ = MOSFET 的結(jié)溫

TCASE = 熱像儀測(cè)得的封裝頂部溫度

PD = MOSFET 的功耗

RθJT = MOSFET 頂部外殼和結(jié)之間的熱阻

圖 19. MOSFET 的等效熱阻

RθJT 的值不是固定的，它取決于熱邊界條件，如 PCB 布局、MOSFET 的散熱系統(tǒng)（裸露焊盤(pán)等）和其他參數(shù)，因此數(shù)據(jù)表未提供此值。RθJT 是一個(gè) < 1°C/W 的小數(shù)字，因?yàn)榇蟛糠譄崃繒?huì)通過(guò)封裝底部的裸露焊盤(pán)從結(jié)流向 PCB。因此，沒(méi)有多少熱量從結(jié)流向 MOSFET 頂部，可以認(rèn)為 TJ 和 TCASE 的溫差不大。為了確定 TJ，本應(yīng)用筆記假設(shè) RθJT 為 1°C/W。

注意：1°C/W 對(duì)于 3 × 3 和 5 × 6 封裝是一個(gè)非常保守的假設(shè)。其他封裝會(huì)有不同的熱阻。

估算結(jié)溫 TJ

下面使用測(cè)得的 TCASE 和 MOSFET 的實(shí)際功耗來(lái)計(jì)算 TJ。下一步將根據(jù)數(shù)據(jù)表的規(guī)格進(jìn)行理論計(jì)算，并將結(jié)果與使用實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行的計(jì)算進(jìn)行比較，以確認(rèn) TJ 的理論計(jì)算和實(shí)際計(jì)算是否一致。所有計(jì)算均使用 μ8FL (3 × 3) 封裝的 MOSFET NVTFS5C478NLWFTAG。

使用實(shí)測(cè) TCASE 估算 TJ

下面的計(jì)算使用從測(cè)量獲得的值來(lái)估算 TJ。

● 負(fù)載電流 ILOAD = ID = 6.0 A

● 輸入電壓 Vin = 12.0 V

● 頂部外殼溫度 TCASE = 47.3°C（從熱測(cè)量獲得）

● 10.0 V VGS 時(shí)的最大導(dǎo)通電阻 RDS,ON = 14.0 mΩ

● RθJT = 1.0°C/W（3 × 3 和 5 × 6 封裝的假設(shè)值）

使用公式 1，

TJ 的理論計(jì)算

使用基于數(shù)據(jù)表規(guī)格的理論計(jì)算來(lái)確定 TJ。假設(shè)損耗為 500 mW，使用公式 3 來(lái)確定器件的 TJ。

NVTFS5C478NLWFTAG 的 TJ,MAX 為 175.0°C，因此有 125.5°C 的裕量。

估算的 TJ 與理論計(jì)算值之差很小，為 1.7°C（49.5°C - 47.8°C）。在表 4 中，如以上計(jì)算所示，使用理論計(jì)算的 TJ 和實(shí)測(cè)的 TCASE、RθJT、PD 來(lái)估算不同負(fù)載和封裝下的 TJ。

表 4. 建議 MOSFET 的 TJ 計(jì)算值與負(fù)載電流

● 在 6 A 負(fù)載電流時(shí)，5 × 6 封裝的 TJ 裕量比 3 × 3 封裝高約 5.8%。

● 在 8 A 負(fù)載電流時(shí)，5 × 6 封裝的裕量比 3 × 3 封裝高約 1.6%。兩款器件封裝不同，但使用相同的芯片，因此 TJ 沒(méi)有太大區(qū)別。

● 在 10 A 時(shí)，5 × 6 封裝的裕量比 3 × 3 封裝高約 4.3%。

● 同樣，除了一款 10 A MOSFET 有大約 5.4°C 的差異外，理論 TJ 與估算值的差異并不顯著。這表明，對(duì)于此特定測(cè)試設(shè)置，數(shù)據(jù)表中的 RθJA 是可靠的。

● 從實(shí)際應(yīng)用角度看，數(shù)據(jù)表中使用 2 oz. 銅焊盤(pán)和較大面積電路板測(cè)量 RθJA 似乎不太現(xiàn)實(shí)，但它與上面估算的 TJ 差異很小，這表明 RθJA 與針對(duì)散熱優(yōu)化的 4 層測(cè)試板非常匹配。

● 結(jié)果顯示，由于封裝較大 (5 × 6)，熱量得到有效消散并分布到整個(gè)器件上，因此其裕量更好。從散熱角度看，較大封裝的器件適合負(fù)載電流較高的應(yīng)用以及環(huán)境溫度較高的應(yīng)用。

估算最大環(huán)境溫度 TA

前面的計(jì)算表明，數(shù)據(jù)表的 RθJA 與 NCV68061 測(cè)試板非常匹配，因此可以計(jì)算 MOSFET 工作的最大環(huán)境溫度。

圖 20 顯示了 NVTFS5C478NLWFTAG 的 RDS,ON 相對(duì)于 TJ 的變化。在 175°C 結(jié)溫時(shí)，最大 RDS,ON 比 25°C 結(jié)溫時(shí)高大約 1.85 倍。因此，最大 RDS,ON 為 1.85 × 14 mΩ = ~25.9 mΩ。

圖 20. NVTFS5C478NLWFTAG 導(dǎo)通電阻隨溫度的變化

175°C 結(jié)溫和 6 A 負(fù)載電流下的功耗如下：

RθJA = 51.0°C/W，結(jié)和環(huán)境之間的溫差可以計(jì)算如下：

溫差 ΔT = 51.0°C/W × 932.4 mW = 47.5°C

最大 TA = TJ - ΔT

最大 TA = 175.0°C - 47.5°C = 127.5°C

從上面的例子可知，MOSFET 可以在最大 127.5°C 的環(huán)境溫度下工作。如果環(huán)境溫度超出該計(jì)算值，則意味著 TJ 已達(dá)到 175°C 以上。

MOSFET 芯片本身可以在高于 175°C 的溫度下工作，但由于封裝塑封料的限制，以及為了確保長(zhǎng)期運(yùn)行可靠性，MOSFET 數(shù)據(jù)表規(guī)定最大 TJ 為 175°C。高于最大 TJ 的溫度將導(dǎo)致器件行為無(wú)法保證，而且這也意味著器件在規(guī)格范圍之外運(yùn)行。

表 5 顯示了各種 MOSFET 在不同負(fù)載電流下的估算最大環(huán)境溫度，考慮結(jié)溫為 175°C。

表 5. 估算最大 TAMB

總結(jié)

極性反接保護(hù)電路是車輛中任何 ECU 的核心構(gòu)建模塊之一。本文討論了幾種極性反接保護(hù)技術(shù)，包括二極管、P 溝道 MOSFET 和 N 溝道 MOSFET。本文比較了所有這些技術(shù)，并重點(diǎn)指出了每種技術(shù)的優(yōu)缺點(diǎn)。此外，本文提供了 MOSFET 選型指南以支持 MOSFET 選擇過(guò)程，并且給出了一個(gè)推薦器件清單。負(fù)載電流從 6 A 到 10 A 的熱測(cè)量表明，從散熱角度看，5×6 封裝表現(xiàn)良好，原因是其封裝和芯片更大，RDS,ON 和功率損耗比 3×3 封裝要低。另外，與較小的芯片相比，較大的芯片有助于更好地散熱。盡管如此，表 3 顯示 5×6 和 3×3 封裝的最大 TJ 的裕量差異并不顯著。根據(jù)應(yīng)用需求和所使用的散熱系統(tǒng)，5×6 和 3×3 封裝的 MOSFET 均可選用。

理論計(jì)算的和實(shí)際估算的結(jié)溫 TJ 沒(méi)有顯著差異，數(shù)據(jù)表中給出的 RθJA 是實(shí)際值，可用來(lái)在實(shí)際應(yīng)用中執(zhí)行熱分析。使用上文所示的計(jì)算，RθJA 有助于計(jì)算 MOSFET 可運(yùn)行的最大環(huán)境溫度。

審核編輯：湯梓紅