當LLC電路在輸出低壓時，需要提高工作頻率，在現在的技術下，功率管的開關最高頻率是受到限制的，我們一般無法讓輸出電壓全范圍都工作在PFM態，特別是在數字電路控制中，由于DSP工作頻率和資源的限制，電路的最高工作頻率將會進一步受到限制。所以LLC電路由于自身的工作特性，都要結合PFM和PWM兩種工作模式，實現低壓輕載下的輸出調節。而LLC的PWM工作狀態將會遇到兩個重要的問題：LLC電路PWM工作狀態的非單調性和PWM態的電流諧振問題。

圖1 仿真電路圖

1）下圖2為例，圖中Q1，Q2占空比D1，D2分別是

，

，但是t2～t4時間段內，Q2的二極管反向續流，在這段時間內任何點導通Q2，諧振電流的波形不會有變化，也就是說，Q2在t2～t4內任意時刻給出驅動信號，傳遞到副邊的能量均相同，得到的輸出電壓也相同。同樣t5～t7內Q1任何時間導通Q1也不會影響諧振電流。換句話說，調節占空比，從50%-

～ 50％變化，輸出電壓不會變化。這就是LLC電路PWM態的不單調問題。其仿真波形如圖3所示，功率管的

，

，二極管反向恢復時間增大，從Q1關斷到Q2電流反向的時間隨之增大，即t1～t2變長，不可控的非單調區域增大。

圖2 PWM 態D工作在非單調區間諧振示意圖

2）如圖3所示，LLC電路工作在PWM狀態（D=0.3），時刻Q2關斷，諧振電流通過Q1的反向二極管續流，由于諧振電流較小，t2時刻諧振電流降到零。諧振電流到零后，諧振電感Lr，勵磁電感Lm，諧振電容Cr，以及上下管的漏源極間電容

，

，組成串連諧振，在輸入電壓的激勵下，諧振電流過零后反向增加。如果Q1管在電流為正的時刻開通，就失去了ZVS開通，圖3中t3時刻的電流尖峰就是Q2開通時反向二極管的反向恢復和漏源極間電容放電引起的。這樣不但開關損耗會變大，而且引入了諧波干擾，由于電路寄生電感的存在，這個很高的

會在電流通路上產生電壓尖峰。

圖3 低壓輕載PWM諧振波形 , 工作狀態：Fs=360K， RL=7.2歐， D=0.3

電路在PWM態下，由于諧振電流的存在，主功率管，諧振電感的溫升上升的很高，EMC設計也遇到困難。所以，我們考慮在低壓輕載下功率管進入PWM態后，功率管采用互補的不對稱發波方式，如圖4所示，上管Q120的控制波形Vg1占空比減少，而以其互補的Vg2控制下管Q121，兩者之間有個死區時間。

不對稱發波的方案分析如下。不對稱發波方式采用上下橋臂互補的發波方式，當上橋臂關斷后，下橋臂經過死區時間立刻導通，一直到一個開關周期完成。

圖4 HA411Z的不對稱發波方式

圖5為工作在不對稱發波方式下的電路仿真波形：

1） 在t0時刻之前， VPFC通過Q120加在L107、C131和T101上，因為fs>fr，而且不對稱半橋的Vcr比對稱半橋的Vcr要低，因此L107上的電壓：VLr＝Vin－nVo－Vcr比對稱半橋高，所以t0時刻Q120關斷時ILr->ILm。

2）t0-t1時刻，當Q120關斷后，諧振電流對Q120的漏源極電容Cds1充電，Q121的漏源極電容Cds2放電，Vds2下降到0，同時由于ILr->ILm，L107對T101供電，ILm繼續上升，而ILr下降，輸出二極管D120上管繼續導通，直到t2時刻，ILr-=ILm，L107無法繼續為T101提供能量，輸出二極管關斷。如果在Q121反向二極管電流下降到零之前導通Q121，即在t0-t2時刻內，就可以實現Q121的ZVS開通，同時為諧振電流反向后電流提供通路，消除了Cds1，Cds2與L107諧振。

3）t2-t3時刻，Q121導通，諧振電流小于勵磁電流，輸出二極管的電流換相，諧振電容C131通過Q121對T101和L107通電，諧振電流反向繼續上升，由于Vcr較低，很快諧振電流到達最大值，然后開始下降，直到t3時刻，Q121關斷。

4）t3-t4時刻，勵磁電感Lm被輸出鉗壓，L107和Lm串聯諧振，諧振電流開始上升，不過此時T101原副邊沒有傳能。輸出二極管D2有無電流由Vcr和ILr-決定，在上下臂導通占空比偏差大時，Vcr較小，D2不會導通，在上下臂導通偏置小時，D2可能導通。

5） 同樣在t4時刻，Q120開通，如果在Q120的控制信號到來之前（即t5），諧振電流沒有下降到0， Q120可在反向續流期間實現ZVS開通。

從上面的分析我們可以知道，在不對稱PWM發波方式下，上下管都可以實現ZVS開通，這樣就解決了對稱PWM態下諧振的問題。

（ILr：諧振電流，ILm：勵磁電流，Vp：變壓器T101原邊電壓，Ip：變壓器T101原邊電流，ID1輸出二極管D120的上管電流，ID2：輸出二極管D120的下管電流）

圖5 不對稱發波工作波形