高性能基站（BTS）接收器必須滿足半中頻雜散要求，這可以通過使用適當(dāng)?shù)?a target="_blank">RF混頻器來實(shí)現(xiàn)。為了幫助工程師，本應(yīng)用筆記說明了混頻器的IP2與半中頻雜散要求的二階響應(yīng)性能之間的關(guān)系。給出了兩個(gè)提供卓越IP2性能的混頻器的示例，使其成為無線設(shè)計(jì)需求的理想選擇。

介紹

本應(yīng)用筆記解釋了如何設(shè)計(jì)滿足半中頻雜散要求的高性能基站（BTS）接收器。為此，工程師必須了解混頻器的IP2和二階響應(yīng)性能之間的關(guān)系，然后選擇合適的RF混頻器來滿足級(jí)聯(lián)要求。混頻器數(shù)據(jù)手冊(cè)將提供二階交調(diào)截點(diǎn)（IP2）性能或2 x 2雜散抑制性能方面的二階響應(yīng)信息。通過展示這兩個(gè)參數(shù)之間的關(guān)系，本應(yīng)用筆記將說明它們對(duì)接收器設(shè)計(jì)的適用性以及整體半中頻雜散性能的確定。示例演示了MAX2A的IP2和2 x 19997關(guān)系，MAX<>A是用于E-UTRA LTE的有源混頻器1接收器設(shè)計(jì)。

混頻器諧波

在超外差接收器電路中，混頻器將高射頻（RF）轉(zhuǎn)換為較低的中頻（IF）。該過程稱為下變頻，使用混頻器的RF輸入和本振（LO）輸入之間的差值進(jìn)行低側(cè)注入（LO頻率

fIF = fRF - fLO = - fRF + fLO

其中 f如果是混頻器輸出端口的IF;f射頻是施加到混頻器射頻端口的任何射頻信號(hào);和 f瞧是施加到混頻器LO端口的LO信號(hào)。

理想情況下，混頻器的輸出信號(hào)幅度和相位與其輸入信號(hào)的幅度和相位成正比;它與LO信號(hào)特性無關(guān)。利用這一假設(shè)，混頻器的幅度響應(yīng)相對(duì)于RF輸入信號(hào)呈線性關(guān)系。它也與LO信號(hào)幅度無關(guān)。

然而，混頻器的非線性會(huì)產(chǎn)生不需要的混頻產(chǎn)物，稱為雜散響應(yīng)。雜散響應(yīng)是由到達(dá)混頻器RF端口并在IF頻率產(chǎn)生響應(yīng)的不需要的信號(hào)引起的。到達(dá)RF輸入端口的信號(hào)不必落入所需的RF頻段，因此很麻煩。其中許多信號(hào)的功率電平足夠高，以至于混頻器前面的RF濾波器無法提供足夠的衰減來防止它們引起額外的雜散響應(yīng)。當(dāng)這些信號(hào)干擾所需的IF頻率時(shí)，混頻機(jī)制描述如下：

fIF = m fRF - n fLO = - m fRF + n fLO

請(qǐng)注意，m和n是RF和LO頻率的整數(shù)諧波，它們混合以產(chǎn)生許多雜散產(chǎn)物的組合。通常，這些雜散分量的振幅會(huì)隨著m或n的增加而減小。

知道所需的RF輸入頻率范圍后，使用頻率規(guī)劃來仔細(xì)選擇IF和產(chǎn)生的LO頻率。精確的頻率規(guī)劃非常重要，因?yàn)樗畲笙薅鹊販p少了落在所需頻段內(nèi)的混頻產(chǎn)物，這反過來又會(huì)降低接收機(jī)性能。對(duì)于帶寬更寬的系統(tǒng)，在頻率規(guī)劃中避免雜散混頻產(chǎn)物變得更加困難。濾波器用于抑制帶外（OOB）RF信號(hào)，這些信號(hào)可能導(dǎo)致不必要的帶內(nèi)IF響應(yīng)。混頻器之后的IF濾波器選擇性被指定為僅通過所需的頻率，從而在混頻器之后的最終檢波器之前衰減雜散響應(yīng)信號(hào)。IF頻帶內(nèi)出現(xiàn)的雜散響應(yīng)不會(huì)被IF濾波器衰減。

許多類型的平衡混頻器抑制某些雜散響應(yīng)，其中m或n為偶數(shù)。理想的雙平衡混頻器可抑制m或n（或兩者）為偶數(shù)的所有響應(yīng)。IF、RF和LO端口在所有雙平衡混頻器中相互隔離，以最大限度地減少RF和IF端口的LO泄漏，并提供固有的RF-IF隔離。雙平衡混頻器設(shè)計(jì)可實(shí)現(xiàn)最佳線性度性能，并降低每個(gè)端口的相關(guān)濾波器衰減要求。

半中頻雜散頻率定位

有一種特別麻煩的二階雜散響應(yīng)，稱為半中頻（1/2 IF）雜散響應(yīng)，定義為低側(cè)LO注入的混頻器指數(shù)（m = 2，n = -2）和高側(cè)LO注入的混頻器指數(shù)（m = -2，n = 2）（圖1）。對(duì)于高端注入，產(chǎn)生半IF雜散響應(yīng)的輸入頻率位于所需RF頻率上方的幅度f如果從所需的RF輸入頻率/2。

考慮一個(gè)示例，其中所需的RF頻率以2510MHz為中心（E-UTRA上行鏈路通道號(hào)39790）。當(dāng)該RF頻率與2860MHz的LO頻率組合時(shí)，得到的IF頻率為350MHz。在這種情況下，2685MHz處的不需要信號(hào)或阻塞信號(hào)會(huì)在350MHz處產(chǎn)生半IF雜散產(chǎn)物。對(duì)于低側(cè)注入，產(chǎn)生半中頻雜散響應(yīng)的輸入頻率位于所需LO頻率上方，數(shù)量為f如果/2.

圖1.E-UTRA高邊LO注入的示例顯示了所需f的頻率位置射頻， f瞧和 f如果和不需要的 f半中頻.

假設(shè)：

fRF center frequency = 2510MHz

fLO = 2860MHz

fIF = fLO - fRF = 2860MHz - 2510MHz = 350MHz

計(jì)算導(dǎo)致意外雜散響應(yīng)的阻塞頻率：

fHALF-IF = fRF + fIF/2 = 2685MHz

檢查數(shù)學(xué)運(yùn)算以驗(yàn)證半中頻阻塞或雜散頻率：

2 × fLO - 2 × fHALF-IF = 2 × (fRF + fIF) - 2 × (fRF + fIF/2) = 2fRF + 2fIF - 2fRF - fIF = fIF

這會(huì)導(dǎo)致從半中頻雜散頻率產(chǎn)生不需要的中頻雜散信號(hào)：

2 × 2860MHz - 2 × 2685MHz = 350MHz

接收器 IP2

如果未在器件數(shù)據(jù)手冊(cè)中直接指定，則可以通過混頻器的IP2性能預(yù)測(cè)抑制量（稱為2 x 2雜散響應(yīng)）。假設(shè)有兩個(gè)：僅將基波RF和LO頻率施加到混頻器端口，并且僅在混頻器中產(chǎn)生諧波失真。

混頻器前方RF路徑中使用的鏡像抑制濾波器可衰減任何不需要的RF放大器諧波。LO路徑中的噪聲濾波器衰減由LO注入源引起的諧波。高電平輸入信號(hào)會(huì)產(chǎn)生失真或互調(diào)產(chǎn)物，可以通過計(jì)算輸入或輸出端的IP進(jìn)行量化2的設(shè)備或系統(tǒng)。輸入IP表示一個(gè)假設(shè)的輸入幅度，在該幅度下，所需信號(hào)分量和不需要的分量幅度相等。對(duì)于混頻器的LO功率保持恒定的情況，IP或失真積的階數(shù)僅由RF乘法器決定，而不由LO乘法器決定。這是正確的，因?yàn)镽F信號(hào)的變化是唯一的問題。階數(shù)是指失真產(chǎn)物的幅度隨著輸入電平的升高而增加的速度。例如，由于平方律關(guān)系，當(dāng)輸入信號(hào)升高2dB時(shí)，二階互調(diào)（IM）乘積的幅度將增加1dB。

半中頻雜散功率電平

以下討論使用MAX19997A3下變頻混頻器為例。這些值可在數(shù)據(jù)手冊(cè)的交流電氣特性表中找到：

射頻雜散功率電平（2685MHz 時(shí)）= -5dBm

LO 電平（2860MHz 時(shí)）設(shè)置 = 0dBm

典型的2LO - 2RF雜散抑制額定值比RF載波電平低64dB，單位為dBc;64dBc值稱為二階互調(diào)比（IMR2）。

計(jì)算 P刺激= -5dBm + （-64dBc） = -69dBm 由于混頻器性能。

MAX2A具有出色的2 x 19997性能，輸入端（IIP2）具有以下等效IP2性能：

IIP2= 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF

= 2 × 64dBc + （-69dBm） = 64dBc + （-5dBm）

= +59dBm

同樣，MAX19985A4900MHz有源混頻器在類似條件下提供相當(dāng)于2dBc的典型2RF - 71LO雜散響應(yīng)：

IIP2= 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF

= 2 × 71dBc + （-76dBm） = 71dBc + （-5dBm）

= +66dBm

電子UTRA LTE數(shù)字示例

假設(shè) E-UTRA LTE 蜂窩系統(tǒng)與相同類別的 BTS 共置，則生成的 OOB 連續(xù)波 （CW） 阻斷電平指定為 +16dBm（在 3GPP TS 36.104 V10.2.0 標(biāo)準(zhǔn)中描述，如圖 2 所示）。對(duì)于LTE接收器，由于半中頻雜散信號(hào)，天線端子所需的等效IIP2值為+131dBm。以下步驟用于此計(jì)算：

所需信號(hào)電平 = 靈敏度功率電平 （P敏感性） + 6dB = -95.5dBm

對(duì)于LTE 5MHz載波，使用SNR = -1.1dB，這對(duì)應(yīng)于最高水平的組合噪聲和雜散積-96.6dBm。

通過減去所需帶寬中的熱噪聲+噪聲系數(shù)來確定最大允許雜散積電平= -98.9dBm（在本例中，減去KTBF = -100.4dBm）。

計(jì)算二階互調(diào)比，IMR2 = 115dB。

最后，計(jì)算IIP2 = +131dBm，如圖2所示。

圖2.OOB +16dBm CW 阻塞器要求 LTE 廣域基站接收器的最低 IIP2 性能為 +131dBm;5MHz間隔使用QPSK，R = 1/3調(diào)制。

圖3為簡(jiǎn)化的接收器前端框圖，其中描述了通過第一個(gè)混頻器的每個(gè)級(jí)的級(jí)增益、二階IP和半中頻選擇性。

圖3.IIP2 LTE示例的簡(jiǎn)化框圖說明了MAX19997A的IIP2性能和相關(guān)的濾波器選擇性。

級(jí)聯(lián)IIP2的整體性能由級(jí)增益、半中頻頻率下的濾波器選擇性和混頻器IIP2（或2 x 2）性能共同決定。由于混音器主導(dǎo)了整個(gè)系列的級(jí)聯(lián)IIP2性能，因此在以下計(jì)算中忽略了其余級(jí)的IIP2值。IIP2 因產(chǎn)品陣容中混頻器之前的功率增益值而降級(jí)（dB 表示 dB）。實(shí)際上，在混頻器前面增加了半中頻頻率的RF選擇性，以提供額外的雜散抑制。在天線上計(jì)算的等效IP在不需要的阻塞頻率（以dB為單位）下提高了兩倍的半IF選擇性。之所以出現(xiàn)這種改善，是因?yàn)槎沃C波失真分量的幅度以所需通道信號(hào)的兩倍速率增加。使用在E-UTRA LTE 59GPP接收機(jī)設(shè)計(jì)示例中計(jì)算出MAX2A的+19997dBm IIP3值，在天線處計(jì)算的級(jí)聯(lián)IIP2為：

IIP2Cascade = IIP2Mixer - Gain + 2 × Selectivity = +131dBm
IIP2Cascade = +59dBm - (-2 + 13 + 13 -2)dB + 2 × (30 +17)dB = +131dBm

MAX2A出色的2LO - 19997RF雜散性能在設(shè)計(jì)中具有重要價(jià)值。它可以放寬濾波器選擇性要求，以滿足接收器的半中頻雜散響應(yīng)（如本例所示），或者在使用額外的濾波器選擇性時(shí)提供裕量與規(guī)格。

結(jié)論

本應(yīng)用筆記介紹了如何確定所需接收器的半中頻雜散性能，并將混頻器的2 x 2雜散響應(yīng)值（IMR2）轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的IIP2值，反之亦然。了解這種二階關(guān)系使RF工程師能夠確定所需應(yīng)用的適當(dāng)混頻器性能水平。MAX19997A 2.5GHz混頻器和MAX19985A 900MHz混頻器均具有優(yōu)異的2 x 2 （IP2）性能，降低了對(duì)接收器半中頻雜散性能的濾波器要求。這使得這些混頻器成為高性能無線設(shè)計(jì)的理想選擇。

審核編輯：郭婷