對于工業/科學/醫療 （ISM） 頻段射頻 （RF） 產品，用戶通常不熟悉 Analog 的低引腳數發射器和完全集成的超外差接收器的結構。本教程提供了一些簡單的步驟，可以采取這些步驟來獲得最佳發射器和接收器的性能，同時提供測量設計整體能力的技術。

介紹

每天都有越來越多的工業、科學和醫療 （ISM） 頻段射頻 （RF） 產品進入市場。由于產品種類繁多，用戶通常不熟悉低引腳數發射器和完全集成的超外差接收器的結構也就不足為奇了。本教程介紹了設計人員可以遵循的簡單步驟，以實現這些發射器和接收器的最佳性能。還提供了測量這些設計整體能力的技術。

變送器優化

優化簡單ISM發射器的操作（如圖1所示）只有兩個基本步驟：確保參考頻率正確調諧，并將發射器的輸出網絡與天線正確匹配。晶體振蕩器通常用作發射器和接收器電路中的基準，因此優化技術將在下面的接收器優化部分中討論。

圖1.基本ISM發射器電路。

匹配發射器 （Tx） 天線

對于Tx天線的初始匹配，使用天線饋電點的同軸電纜擴展進行S11測量（圖2A）。阻抗變換電路（圖1）被設計為低通π網絡，它實現了兩件事：首先，它將功率放大器（PA）輸出阻抗（建模為200Ω + j0）與天線阻抗的復共軛（測量為~2.69Ω - j80.6手持式，圖2，圖4）相匹配;其次，它提供低通濾波以抑制諧波。在這種情況下，選擇PA偏置電感的值，以調出PA輸出端的2.0pF至2.5pF雜散電容對地。串聯電容器 C8 用作直流模塊。

圖2A和B.測量阻抗（A，頂部）和計算網絡（B，底部）。

使用LLSmith，1可以非常快速地近似組件集合。理論匹配的史密斯圖如圖 2B 所示。由于天線在電氣上很小，因此具有高Q值（~30）。因此，通常需要調整理論匹配元件值，以補償天線阻抗與其環境的變化、寄生電抗以及匹配元件和電路板的損耗。用于調諧的網絡值為 L1 = 62nH、C8 = 100pF、C9 = 15pF、L2 = 39nH 和 C10 = 開路。

建立起點后，通過測量發射功率和PA電流作為頻率的函數來指導調整。測量設置如圖3所示。將固定晶體從板上移除;外部信號發生器通過阻斷電容器連接到晶體引腳，以允許在大約11MHz至15MHz范圍內調整頻率（對于從352MHz到480MHz的發射RF）。來自發電機的峰峰值電壓設置為約500mV。

圖3.調整電路允許在~11MHz至15MHz范圍內進行頻率調整。

在每個頻率下，測量發射功率和PA電流，并繪制結果。匹配網絡中的元件值會發生變化（圖1），直到在所需頻率（在本例中為434MHz）附近達到優化的最小電流和最大功率。

圖4.優化匹配網絡可獲得接近所需頻率的最小電流和最大功率。

使用這種方法，給出最小PA電流和最大發射功率的匹配由以下分量值組成：L1 = 62nH;C8 = 100pF;C9 = 7.5pF;L2 = 51nH;和 C10 = 打開。

電流與頻率的關系圖（圖5）顯示了匹配網絡中的每次變化如何將最小電流移動到不同的頻率。434MHz 時最佳匹配的圖表以黃色顯示。請注意，由于元件和電路板寄生貢獻，C9和L2的值發生了明顯變化（從15pF和39nH）。

圖5.發射機電流圖顯示了匹配網絡中的變化如何改變最小電流。

接收器優化

優化ISM超外差接收機工作特性的基本步驟始于對接收機模塊的系統評估。通常有四個模塊可以提高性能：晶體振蕩器電路、天線匹配電路、諧振電路和基帶電路。

選擇合適的晶體

與基于晶體的接收器和發射器相關的最常見挑戰之一是正確調諧無線電的振蕩電路。ISM無線電上的振蕩器旨在使用具有特定負載電容的晶體工作（圖6）。在某些ISM接收器中，晶體通常指定為3pF負載電容。這個低值不是晶體的常見規格。通常，出于成本或電源方面的考慮，客戶嘗試使用經過測試的負載電容為6pF、8pF、10pF或更高的晶體來設計系統。使用這些較大的負載電容晶體并不令人望而卻步，但確實需要權衡，因為振蕩器電路只會為晶體引腳提供指定的負載電容。例如，3pF負載將導致10pF指定晶體以明顯高于預期的頻率工作。為了補償這種頻率偏移，客戶可以通過在電路中放置電容器來向晶體提供更大的負載。我們的經驗建議將兩個并聯電容器接地，而不是并聯排列，以提高靈活性和其他負載優勢。這種“調整”負載的代價是，連接到電路的電容過多可能會導致振蕩啟動出現問題。

圖6.基本晶體電路。

進行了調試測量，以研究上述參考設計中填充的晶體的振蕩頻率。為了執行此測試，使用R&S ZVL3頻譜分析儀和“嗅探器”天線來探測晶體頻率。該天線靠近晶體（或根據需要接觸其中一根引線），以獲得工作頻率的估計值。該系統裝有13.2256MHz晶體，該晶體具有指定的C?L8pF，但振蕩器電路僅提供約3pF的負載。該系統的峰值測量頻率為13.23049MHz，高達370ppm。這意味著工作頻率為434.085MHz（32×13.23049 + 10.7），這使得預期的LO和載波頻率比預期高165kHz。晶體振蕩器的這種關頻操作導致輸入的ASK載波和相關邊帶被推到邊緣，甚至超過IF濾波器的“拐點”。這會導致信號功率的不必要衰減。

為了進一步測試該頻率誤差的影響，測試了IF的通帶。通過以頻率掃描載波信號，并使用頻譜分析儀在最大保持模式下監控中頻濾波器輸出，收集濾波器帶寬圖。標記M1放置在10.7MHz（IF濾波器的標稱中心），增量標記D2放置在頻率尖峰處，RF信號調諧至433.92MHz。當IF尖峰為M434時，信號發生器設置為085.1MHz，確認LO頻率的偏移。圖7所示的曲線顯示，失諧會使載波降級約7dB。ASK解調所需的邊帶信息實際上會進一步衰減，并且由于濾波器曲線上的非線性位置而失真。

圖7.中頻濾波器帶寬，最大保持掃描。

以下條目用于估算晶體在8pF時的額定負載電容：MAX7034 ISM接收器;C?= 1.8pF;C分流= 0pF;C爵士= 10000pF（交流短路）;f0= 13.2256兆赫;C0= 2.8pF;CL= 8.24pF;R1 = 60Ω;和 C1 = 11.1fF。使用這些值，拉動計算顯示實際RF頻率為434.0853MHz。然后，通過添加實驗并聯電容值，一對10pF電容將振蕩頻率調整回目標值，并且假設其他晶體值得到很好的估計，啟動裕量將是可以接受的。負電阻計算為-291.5Ω，而R4為1Ω，R240為50 ×。這留下了大約-<>Ω的額外裕量。

作為提高演示LFRD014：電子管電機接收器參考設計模塊靈敏度的首次嘗試，在C10和C21處增加了兩個22pF分流電容。得到的晶體振蕩器頻率被確認已經移動，現在工作在13.226MHz的校正頻率。將RF發生器調整為以433.92MHz為中心后，在-107dBm處測量靈敏度。這種12.4dB的改進是由于本地振蕩器參考頻率的適當調諧。

匹配天線

調整接收器設計的下一步是測量天線阻抗。必須連接到天線饋電點（如果使用PCB走線天線）。在連接同軸電纜之前，需要將網絡分析儀正確校準到柔性同軸電纜的末端作為端口擴展。網絡分析儀應設置為適當的目標頻率范圍;端口 1 的功率輸出應設置為合理水平 （-30dBm），以免過驅低噪聲放大器 （LNA）。最后，可以進行 S11 測量，結果將顯示在史密斯圖上。

根據天線的外形尺寸、外殼和測試環境（人體影響、汽車中的進一步外殼等），可能難以獲得可重復的測量結果。在本例中，天線的測量阻抗為205Ω - j39（圖8A）。

圖 8A 和 B. 接收器天線的測量阻抗（A，頂部）和匹配計算（B，底部）。

為了正確選擇匹配網絡的組件，還需要測量LNA的阻抗。為此，網絡分析儀用于測量匹配網絡另一側設計的S11參數，以觀察LNA電路。通常，放大器使用連接在LNA源極引腳和地之間的退化電感（圖9）。當存在退化電感時，LNA輸入阻抗看起來像一個50Ω電阻和一個2pF至2.5pF電容并聯。（如果沒有電感，輸入阻抗看起來像一個500Ω至700Ω電阻和一個2pF至2.5pF電容并聯。這些阻抗模型可用于為任何天線阻抗設計匹配網絡。

圖9.基本 ISM 接收器輸入。

在本例中，測量結果的阻抗為 50 – j4Ω。使用免費的史密斯圖表軟件包 LLsmith1輸入LNA偏置網絡分量值100pF（C6）和56nH（L3），C4短路，C5開路，LNA輸入阻抗反向計算為約50+j145Ω。

為了找到最終匹配的網絡組件，軟件可以提供填充接收器板的最佳值估計值（圖 8B）。因此，使用“簡單匹配向導”并輸入起始阻抗205 + j39（天線阻抗的復共軛），結束阻抗50 – j145（LNA阻抗的復共軛），并使用集總低通，1段設置，LLsmith估計匹配的網絡組件為（從LNA到天線）：

9.4pF串聯電容器

3.2pF 并聯電容器

32.3nH系列電感器

2.1pF串聯電容器

調整油箱電路

優化接收器設計的下一步是確保LNA輸出和混頻器輸入端的諧振電路能夠很好地調諧到工作頻率（圖10）。這種片外電感-電容對提供了一個調諧的高阻抗電路，該電路將LNA電流輸出轉換為電壓，而電壓又被饋送到片內混頻器。該電路很容易被電路板上的雜散電容誤調諧。

圖 10.接收器油箱電路。

確定諧振電路是否正確調諧的最佳方法是掃描輸入頻率，并在測量的諧振曲線上尋找峰值。可以使用RF發生器和頻譜分析儀手動收集數據，但雙端口網絡分析儀（NA）是完成這項工作的最佳工具。激勵來自通過天線饋電連接到LNA的網絡分析儀（端口1）。使用連接到網絡分析儀輸入（端口 2）的嗅探器天線進行測量。這種未調諧的天線可以靠近諧振電路的電感器（圖 11），它將拾取電路諧振頻率下的輻射發射并提供 S21 測量。建議使用 -20dBm 或 -30dBm 的源功率設置，以避免 LNA 輸入進入過驅狀態。

圖 11.嗅探油箱電路。

示例諧振電路的建議元件值是一個27nH電感并聯，不帶電容。這種方法只是允許PCB的寄生效應充當諧振電容元件。諧振電路的諧振頻率可以通過以下公式計算：

ω02= （2πf0)2= 1/LC 或 f0= 1/（2π√LC）

本例的初始測量（圖12）顯示峰值諧振頻率約為480MHz。在434MHz的目標頻率下，系統從該峰值損失了10dB。

圖 12.調諧前的油箱電路頻率。

假設L5 = 27nH，可以使用相同的公式提取實際寄生電容，以計算C7的建議值。示例電路工作頻率為480MHz，寄生電容CP，約為 4.07pF：

CP= 1/（（27nH）（2π480MHz）2)

給定目標諧振頻率為434MHz，理想電容為4.98pF。因此，諧振電路所需的額外電容約為0.91pF：

C7 = 1/（（27nH）（2π434MHz）2） – 4.07pF

在C1位置增加一個0.7pF電容可提高本例的靈敏度。使用調整后的諧振電路，S21測量表明峰值非常接近434MHz的目標（圖13）。

圖 13.調諧油箱電路。

測量接收器增益

系統從LNA輸入到混頻器輸出的增益用作接收器性能的臨時檢查。該參數是在示例接收器上通過提供幅度為-433dBm的92.50MHz輸入載波信號來測量的。然后使用連接到頻譜分析儀的高阻抗FET探頭從MIXOUT線（陶瓷濾波器處）測量輸出。在這種情況下，輸入功率可以從發電機設置中記錄下來，也可以在天線饋電上測量。在測量濾波器的輸入和輸出信號時，建議消除來自基帶電路的任何數字噪聲。通過在收集頻譜分析儀圖的同時將DSN線接地（有效地將切片器電平降至噪聲以下），可以輕松實現這一點。

在本例中，天線饋電點處的輸入信號測量為-49.9dBm。使用35×探頭測量濾波器輸入端的信號強度為-5.10dBm（測量功率下降20dB），這意味著實際輸出為-15.5dBm。這些數字表明，從LNA到混頻器輸出的系統增益約為34.4dB。

優化基帶

基帶電路的目標數據速率（圖14）應設計為轉折頻率為發射器預期最快數據速率的1.5倍。由于本示例系統的目標是1kbps NRZ，因此數據濾波器的轉折頻率為1.5kHz。5（建議使用曼徹斯特編碼。更多信息請參見應用筆記3435：“用于無線電通信的曼徹斯特數據編碼”。

要確定薩倫基巴特沃茲數據過濾器，請使用：

C13 （CDFFB） = 1/（141.4kπfC） = 1/（141.4kπ1.5k） = 1500.7pF

C12 （COPP） = 1.414/（400kπfC） = 1.414/（400kπ7.2k） = 750.1pF

圖 14.接收器基帶電路。

根據上述計算，示例電路中C1500選擇13pF電容值，C750選擇12pF電容值。RC電路的時間常數提供了一個平均過程，可進一步濾波數據輸出以形成數據切片器比較器的閾值電壓。該時間常數應設置為數據速率（10kHz）的位間隔約1×。選擇起點R1 = 20kΩ，C17 = 0.47μF，只有大約1位間隔。

審核編輯：郭婷