本文介紹反激式電源轉換器的設計，以從四個AAA電池操作CCD設備，例如數碼相機。MAX752和多路輸出變壓器提供+15V、-7.5V和5V電壓。首次通過設計在低輸入電壓下效率低，Lx引腳上的電壓尖峰較大。使用二極管可改善低電壓下的 MOSFET 操作。由于非理想變壓器動作引起的反激式尖峰由緩沖器網絡控制。效率曲線顯示，在 50 歐姆負載和 5.25V 輸入下，效率曲線大于 80%。MAX752工作在170kHz。輸入電壓范圍為 3.5V 至 6.5V。

反激式電源可以產生多個電壓，以支持使用電荷耦合器件進行成像的產品。

使用電荷耦合器件 （CCD） 進行成像的產品需要多個電源電壓，例如 15V、-7.5V 和 5V。用于產生這些電壓的電源電路具有四個AAA堿性電池的電源，并產生3.5V至6.5V的輸入電壓范圍。

所討論的電源是反激式變壓器類型，以兩步循環運行。第一步將能量存儲在變壓器的初級（充當電感器）中，第二步將能量從次級傳輸到負載。選擇反激式變壓器的鐵芯以最小的損耗存儲和傳輸能量。

由于反激式電源的核心是其變壓器，因此應在設計早期確定變壓器規格。這使變壓器供應商有足夠的時間來優化尺寸、成本、損耗和溫升。一般來說，除非你有經驗或有能力進行多次迭代，否則您不應該進行反激式變壓器的設計。以下幾個項目定義了轉換器：

輸出數量。此設計要求 5.5V/0.1A、15V/0.015A 和 -7.5V/0.015A。

電源轉換IC的類型及其工作頻率。例如，本電路的MAX752是一款工作頻率為170kHz的電流模式脈寬調制器（PWM）。

次級設備中使用的整流器類型。低成本的1N4148型低電流二極管在中等電流水平下下降約1V，肖特基整流器在較高電流水平下下降約0.5V。無論哪種方式，固定整流器損耗都由反激式變壓器的匝數比補償。

首程設計（圖1）給出了良好的結果，但低VIN下的效率水平和IC1的Lx引腳上的高壓尖峰除外。這些缺點可以通過更好地了解反激式變壓器和IC的內部電路來抵消。后續附圖摘自MAX752數據資料（圖2），有助于了解低輸入電壓下的效率下降。一個開關 MOSFET 處理大部分電流，另一個采樣一小部分用于電流控制環路。

圖1.針對電池供電CCD應用的反激式電源設計。

圖2.MAX752內部細節

要接通 n 溝道 MOSFET，必須將其柵極電位提高到源極電位以上。導通電阻隨著柵極電壓的增加而減小，因此較高的柵極電壓通過降低內部功耗來提高效率。例如，測試表明，低輸入電壓（3.5V）不能為MAX752開關MOSFET的完全導通提供足夠的柵極電壓。作為一種解決方案，D4和D5允許在輸入電壓降至4.75V以下時施加5.5V電源。（請參閱圖 3。這種從輸出為 DC-DC 轉換器供電的技術稱為“自舉”。正如預期的那樣，電源電壓越高，效率就越高。

圖 3.用于電池供電 CCD 應用的反激式電源的最終設計。

當內部MOSFET關斷時，重輸出負載會導致MAX752 Lx引腳上的尖峰大于20V。必須糾正這些尖峰，因為它們超過了器件的最大擊穿電壓。尖峰持續時間很短，但為了長期可靠性，必須理解和抑制它們。

高壓尖峰源自反激式變壓器，其初級電路由簡化模型表示。（請參閱圖 4。為清楚起見，MAX752中的MOSFET被簡單的機械開關所取代。能量在反激循環的第一部分存儲在初級中，并在 S1 打開時從核心通過次級傳輸到負載。

圖4.反激式變壓器初級變壓器模型。

理想的變壓器將所有初級側能量傳輸到次級，但實際變壓器的不完美耦合僅允許部分傳輸。這種畸變建模為漏感（Ls），可儲存能量并產生感應“踢”，當電源開關打開時，該“踢”表現為短暫的高壓尖峰。

良好的變壓器設計包括雙繞組技術、適當的幾何形狀和正確的繞組放置。這些措施可以最大限度地減少，但不能消除漏感。您應該預期泄漏等于初級電感的 1% 到 2%，并記住存儲的能量是 1/2Lsi 2。電路必須控制該能量，同時防止形成破壞性的高電壓。

通常包括一個稱為緩沖器的電路，以吸收漏感的能量。最簡單的緩沖器（圖5）是反激式變壓器初級端上的電阻。這種方法很少使用，因為電阻器不斷浪費能量，變熱并降低效率。更好的解決方案是串聯RC網絡，其時間常數可以調整為僅在短時間內提供緩沖。RC緩沖器減少了損耗，但它在上升沿和下降沿上都緩沖了損耗。所需要的是一個僅在上升邊緣運行的緩沖器。

Figure 5. Snubber circuits for flyback transformers.

帶有串聯二極管的并聯RC網絡形成一個緩沖器，僅在上升方向上耗散功率，但特別關注功率效率的設計人員可能會反對以這種方式浪費感應踢能量。為什么不引導能量并使用它呢？這個目標可以通過在初級和次級之間的小電容來實現。當初級側電源開關斷開時，每個變壓器繞組兩端的電壓極性反轉，允許功率從每個次級傳輸到其負載。小電容器允許電感踢耦合到變壓器上。該能量與次級輸出電壓同相，迅速通過每個次級整流器到達輸出電容。

下圖（圖6）中的曲線顯示了4.5V和5.0V之間的輕微拐點，因為自舉二極管（D4和D5）將IC功率從輸出電壓轉換為輸入電壓。由于該設計對反饋未直接檢測的次級輸出的調節性能較差，因此最適合僅要求對一個輸出進行嚴格調節的系統。非穩壓輸出響應主輸出端的負載變化而移動，但能很好地調節源電壓的變化。這種“線路調節”是電池供電系統的主要關注點，因此該電路是小型、高效、多輸出電源的理想選擇。

圖6.效率與電源電壓的關系。