傳統上，保險絲用于過流保護。然而，保險絲體積龐大，響應緩慢，跳閘電流容差寬，并且在一次或幾次跳閘后需要更換。本文介紹一種緊湊、扁平、快速的 10 A 電子保險絲，它克服了這些無源保險絲的缺點。電子保險絲可在高達 48 V 的直流電源軌上提供過流保護。

介紹

為了最大限度地減少電氣故障造成的系統停機時間，高可用性或 24/7/365 系統中的電源需要防止其供電的電路板過載和短路。當電源為多個子系統或電路板（如RF功率放大器陣列或基于背板的服務器和路由器）供電時，電源的過流保護至關重要。快速斷開故障子系統與共享電源總線的連接，允許其余子系統繼續運行，而無需重新啟動或脫機。

傳統的過流保護 （OCP） 依賴于保險絲，但它們體積龐大、響應速度慢、容差寬，并且在一次或幾次跳閘后需要更換。用于直流電源的集成電路OCP解決方案（稱為電子斷路器或電子保險絲）克服了這些保險絲缺點。為了節省電路板空間并類似于無源保險絲的簡單性，電子保險絲在同一封裝中包括功率MOSFET開關和控制電路。

帶內部功率 MOSFET 的浪涌抑制器

浪涌抑制器是一種集成電路器件，用于控制放置在直流電源（例如 12 V、24 V 或 48 V）與需要保護免受輸入電壓和負載電流浪涌影響的系統電子設備之間的電源路徑中的 N 溝道功率 MOSFET。內置輸出電流和輸出電壓限制功能使浪涌抑制器能夠保護負載電子設備免受高壓輸入浪涌的影響，并保護電源免受下游過載和短路的影響。可調定時器在電壓或電流浪涌限制事件期間激活，允許系統連續運行，無需斷電，以應對短暫的故障瞬變。如果故障持續超過定時器持續時間，則系統將與電源斷開連接。

LTC?4381 是首款具有一個內部功率 MOSFET 的浪涌抑制器。該器件采用高達 72 V 的電源電壓工作，靜態電流僅為 6 μA。內部功率 MOSFET 的 100 V 漏極源極擊穿電壓 （BVDSS） 和 9 mΩ 導通電阻 （RDS（ON）） 允許高達 100 V 的輸入浪涌和 10 A 的應用。LTC4381 具有四個選項，這些選項提供了故障重試行為和固定或可調輸出箝位電壓的選擇。

48 V、10 A 電子保險絲電路

LTC4381 的浪涌抑制器功能可輕松擴展為用作電子保險絲。圖1顯示了48 V、10 A電子保險絲應用中的LTC4381-4，可防止電源在輸出端發生過載或短路。正常工作期間，輸出V外連接到電源輸入 V在通過內部功率MOSFET和外部檢測電阻，R社交網絡.當 R社交網絡在輸出過載或短路期間，壓降超過50 mV限流閾值，TMR引腳電容電壓從0 V開始上升，當TMR電壓達到1.215 V時，內部MOSFET關斷（稍后會詳細介紹）。The 4 mΩ R社交網絡將典型過流閾值設置為12.5 A （50 mV/4 mΩ），將最小閾值設置為11.25 A （45 mV/4 mΩ），為10 A負載電流提供足夠的裕量。

圖1.48 V、10 A電子保險絲，內置LTC4381。

由于回電源的走線或電纜的寄生電感，每當內部MOSFET開關在電流流動時關閉時，輸入電壓尖峰都會明顯高于正常工作電壓。齊納D1保護LTC4381 V抄送引腳的絕對最大額定值為 80 V，而 D2 可保護內部 100 V MOSFET 免受雪崩影響。D1還將輸出箝位設置為66.5 V （56 V + 10.5 V），以防不使用D2。R1 和 C1 濾波器 V在高峰和低谷。如果電容接近LTC4381限制電壓尖峰至80 V以下，則V抄送引腳可直接連接到V在.在這種情況下，可以消除 D1、D2、R1 和 C1。

正常工作期間，10 A電流流過內部MOSFET，LTC4381的初始壓降為90 mV，功耗為900 mW。然而，這種功耗使 LTC4381 封裝溫度在室溫環境下將 DC2713A-D 評估板上的封裝溫度提高到約 100°C，從而使DS（ON）并將壓降提高到180 mV。4 mΩ檢測電阻在10 A時再壓降40 mV。可以消耗更多的銅面積，特別是在SNS節點上，以降低LTC4381的溫升。作為參考，DC2713A-D SNS 節點使用 2.5 cm22盎司銅，均勻分布在板的兩個外層。

啟動行為

ON引腳從地釋放后，圖1電路啟動一個220 μF負載電容，如圖2所示，適用于48 V和60 V電源。假設60 V是48 V電源工作范圍的上限。假設啟動期間沒有額外的負載電流，220 μF是該10 A電路可安全充電的最大負載電容。如果220 μF電容在12.5 A電流限值下充電至60 V，則浪涌時間為220 μF×60 V/12.5 A = 1.06 ms。如圖3所示，LTC4381 MOSFET的安全工作區（SOA）圖顯示，它可以承受12.5 A和30 V電流1 ms。 使用30 V，因為它是平均輸入至輸出差分電壓，從60 V開始，逐漸下降到0 V。

圖2.LTC4381 10 A保險絲電路采用（a）48 V（左）和（b）60 V（右）電源啟動220 μF負載電容。

圖3.LTC4381 MOSFET 的安全工作區域。

由于沒有GATE引腳電容來減慢其斜坡速率，輸出在2 ms內充電，浪涌電流在17 A處達到峰值，超過電流限制閾值，然后得到控制（見圖2）。LTC4381具有50 mV電流限制檢測閾值，當OUT引腳上的電壓為>3 V時，采用4 mΩ檢測電阻時為12.5 A，但當OUT引腳上的電壓為<1.5 V時，該閾值增加到62 mV或15.5 A，如圖4所示。該圖還表明，如果在啟動期間檢測電阻兩端的電子負載電流下降超過20 mV（4 mΩ為5 A），則輸出可能會卡在2 V（TMR超時）。

圖4.LTC4381 電流限值相對于輸出電壓的關系。

圖2中的波形顯示，由于缺少環路穩定性所需的47 nF柵極電容，浪涌電流脈沖而不是調節。事實上，在60 V浪涌期間，電流關斷約0.5 ms。LTC4381 TMR 上拉電流與內部 MOSFET 中的功耗成正比。因此，即使電流低于電流限制閾值，TMR也會在啟動浪涌期間上升。柵極電容被特意省略，以提供小型TMR電容，該電容仍允許成功啟動220 μF負載電容。一個小的TMR電容在發生短路故障時保護MOSFET，這將在下一節中討論。

68 nF 是最小的 TMR 電容器，可在 60 V 啟動期間將 TMR 電壓上升保持在 0.7 V 左右。例如，為TMR電容選擇47 nF可使TMR在60 V啟動期間達到1.15 V，非常接近1.215 V柵極關斷閾值。選擇0.7 V峰值TMR目標電壓，以提供與1.215 V柵極關斷閾值足夠的裕量，同時考慮以下容差：TMR上拉電流為±50%（ITMR（向上） 數據手冊中的規格，TMR 電容器為 ±10%，1.215 V TMR 柵極關斷閾值為 ±3% （VTMR（F）規范）。

表1列出了最大負載電容的推薦TMR電容，以在60 V啟動期間將TMR電壓上升限制在0.7 V左右。

輸出短路行為

圖1電路的主要目的是在啟動或正常工作期間保護上游電源免受下游過流故障（如過載和短路）的影響。圖 5 示出了 LTC4381 在輸出端存在短路的情況下啟動其 MOSFET。柵極電壓（藍色曲線）斜坡上升。當超過3 V閾值電壓時，MOSFET導通，電流（綠色曲線）開始流動。由于輸出短路且缺少柵極電容，MOSFET電流迅速上升，在0 V輸出時超過15.5 A電流限制閾值，并在LTC4381做出反應以拉下MOSFET柵極并關閉電流之前達到21 A峰值。高于15.5 A的電流偏移持續不到50 μs。由于MOSFET中的短暫功耗，TMR電壓（紅色曲線）上升約200 mV。由于TMR遠低于1.215 V柵極關斷閾值，柵極再次導通，導致另一個電流尖峰。隨著電流的每個尖峰，TMR電壓升至接近1.215 V。

圖5.LTC4381啟動48 V電源至輸出短路。

經過幾次這樣的電流尖峰后，TMR電壓達到1.215 V柵極關斷閾值，MOSFET保持關斷。TMR 現在進入一個冷卻循環，LTC4381-4 在冷卻周期完成之前不會讓 MOSFET 再次導通。對于68 nF TMR電容，冷卻周期為33.3 × 0.068 = 2.3 s，根據LTC4381數據手冊中的公式8。由于 LTC4381-4 會自動重試，因此相同的電流尖峰和冷卻周期模式將無限期重復，直到輸出短路被消除。如果在正常工作期間（即輸出已經啟動時）發生輸出短路，則重復該模式。請注意，除非增加4 μH輸入軌電感，否則LTspice仿真不會表現出圖5的行為。?

結論

LTC4381的內部功率MOSFET為高達48 V、10 A系統的電子保險絲或斷路器提供緊湊電路。省去了選擇功率 MOSFET 所花費的設計時間。LTC4381 MOSFET 的 SOA 經過生產測試，并針對每個器件進行了保證，而分立式 MOSFET 無法提供這種保證。這有助于構建強大的解決方案，以保護服務器和網絡設備中昂貴的電子設備。

由于沒有環路穩定GATE電容，本文討論的10 A電路具有一些應牢記的獨特行為。具體來說，這些是缺乏傳統的dV/dt控制的浪涌電流和短路事件期間的脈沖電流。但是，這些是短暫的瞬態事件，持續時間不到幾毫秒。輸入旁路電容有助于防止48 V電源產生任何干擾，尤其是在與其他電路板共用時，例如背板上。在后一種情況下，相鄰電路板的負載電容也與輸入旁路電容具有相同的用途。

審核編輯：郭婷