1引言

在國內(nèi)，低壓通信電源較成熟，高壓開關(guān)電源尚處于研究階段。一般大功率直流開關(guān)電源輸入多采用220 V交流電網(wǎng)，為降低對電網(wǎng)的諧波污染，提高輸入端功率因數(shù)，一般要經(jīng)過PFC級整流，然后將PFC級輸出電壓送入DC/DC級進(jìn)行變換。但高壓直流開關(guān)電源輸出電壓較大，會對DC/DC級產(chǎn)生較大影響。

此處研制的高壓直流開關(guān)電源采用兩級變換裝置，前級220 V交流經(jīng)過不控整流和APFC得到380 V穩(wěn)定直流；后級選擇在初級加箝位二極管的改進(jìn)型ZVS移相全橋變換器，經(jīng)過變壓器變壓和隔離，采用全橋不控整流和LC濾波，最終得到精密的240 V直流輸出。設(shè)計了控制系統(tǒng)，選擇合理的參數(shù)提高開關(guān)電源性能，并通過實驗驗證了設(shè)計的可行性和有效性。

2主電路的設(shè)計

2.1有源功率因數(shù)校正電路

APFC采用全控開關(guān)器件構(gòu)成的開關(guān)電路對輸入電流波形進(jìn)行控制，使輸入電流成為與電源電壓同相的正弦波，功率因數(shù)高達(dá)0.995，從而徹底解決了整流電路的諧波污染和功率因數(shù)低的問題。此處采用軟開關(guān)單相APFC，其主電路如圖1所示。

2.1.1 APFC軟開關(guān)電路

圖1中，為了讓主開關(guān)管VQ實現(xiàn)ZVS，引入了輔助開關(guān)管VQx，在每一次VQ需要進(jìn)行狀態(tài)轉(zhuǎn)換前，先導(dǎo)通VQx，使輔助電路諧振，為VQ創(chuàng)造軟開關(guān)條件。VQ完成狀態(tài)轉(zhuǎn)換后，盡快關(guān)斷VQx，使輔助電路停止諧振，電路重新以常規(guī)PWM方式運行。

2.1.2 APFC軟開關(guān)諧振參數(shù)的選取

軟開關(guān)APFC電路中一個重要參數(shù)就是諧振電感L1.L1可由二極管VDR的反向恢復(fù)時間tVDR來估算，取諧振電感電流iL1上升時間tr=3tVD R，則最大電流上升率可確定為：di/dt=ILmax/（3tVDR）（1）

式中：ILmax為最大電感電流。

L1的表達(dá)式為：L1=Uo/（di/dt）（2）

式中：Uo為APFC輸出電壓。

實際選取L1=5μH. 2.2 ZVS移相全橋變換器ZVS移相全橋變換器充分利用主電路寄生參數(shù)，如開關(guān)器件的寄生電容、變壓器漏感和線路電感等來實現(xiàn)軟開關(guān)。DC/DC級選用初級加箝位二極管的改進(jìn)型ZVS全橋變換器，如圖2所示。變換器在一個開關(guān)周期有18種開關(guān)模態(tài)，其工作波形如圖3所示。

2.2.1移相全橋ZVS的實現(xiàn)

開關(guān)管零電壓關(guān)斷的原因是由于存在結(jié)電容，導(dǎo)致兩端電壓不能突變。零電壓開通則需要足夠的能量給將要開通的開關(guān)管結(jié)電容放電，給關(guān)斷的開關(guān)管結(jié)電容充電，同時還要抽走變壓器初級繞組中寄生電容CTR中的電荷。對于超前橋臂，該能量由諧振電感Lr和折算到初級的濾波電感Lf串聯(lián)共同提供，Lf很大，所以容易實現(xiàn)ZVS.而對于滯后橋臂，由于此時變壓器次級被短路，能量僅由Lr提供，所以滯后橋臂實現(xiàn)ZVS較困難。特別是負(fù)載很輕時，Lr中的能量不夠完成結(jié)電容的充放電轉(zhuǎn)換，滯后橋臂就不能實現(xiàn)ZVS.為滿足滯后橋臂的ZVS，必須使Lr取值較大。

2.2.2次級占空比丟失問題

次級占空比Ds小于初級占空比Dp，其差值即為次級占空比丟失，即Dlose=Dp-Ds.占空比丟失原因是初級電流ip由正向（或負(fù)向）變化到負(fù)向（或正向），負(fù)載電流需要一段時間，即為圖3中的［t3~t6］和［t12~t15］。在這段時間內(nèi)，雖然初級有電壓，但ip不足以提供負(fù)載電流，次級整流管全部導(dǎo)通，變壓器初、次級短路，負(fù)載處于續(xù)流階段，整流輸出為零。這樣次級就丟失了［t3~t6］和［t12~t15］這兩段時間的方波電壓，它與開關(guān)周期Ts的比值即為Dloss，Dloss=（t3，6+t12，15）/Ts=2t3，6/Ts，其中t3，6=Lr［ILf（t3）-ILf（t6）/K］/Uin，則可得：Dloss=2Lr［ILf（t3）-ILf（t6）/K］/（UinTs）（3）

由式（3）可知，Dloss與Lr和iLf成正比，與Uin和變壓器變比K成反比。因此，Lr的值需權(quán)衡取值，既要在盡可能寬的范圍內(nèi)保證軟開關(guān)，又不能太大，以免造成較大的占空比丟失。

2.2.3諧振電感的選取

滯后橋臂要實現(xiàn)ZVS，Lr必須滿足：

式中：I為滯后開關(guān)管關(guān)斷時ip的大小；Coss為開關(guān)管在Uin時的輸出電容。

選擇在1/3負(fù)載以上實現(xiàn)滯后橋臂軟開關(guān)，要求輸出濾波電感電流的最大脈動量△ILf為最大輸出電流的20%，則：I=（Io/3+△ILf/2）/K=4.09 A（5）

由式（4）可求出Lr》19μH，實際選擇20μH. 2.2.4次級整流橋輸出寄生振蕩的抑制ZVS移相全橋變換器輸出整流二極管都未工作在軟開關(guān)狀態(tài)，存在反向恢復(fù)的過程。在輸出整流二極管換流時，Lr（包括變壓器漏感）和整流橋二極管的結(jié)電容及變壓器寄生電容之間會發(fā)生諧振，使整流橋輸出產(chǎn)生寄生振蕩和電壓尖峰。此處通過初級加箝位二極管來解決這一突出問題。為詳細(xì)說明箝位二極管的抑制作用，針對圖3中t∈［t7，t8］這一模態(tài)進(jìn)行分析：在t7時刻，由于Lr與CVDR1和CVDR4諧振工作，使得兩者的電壓上升至Uin/K，此時uBC上升至Uin，C點電位變?yōu)榱悖槲还躒DVQ2導(dǎo)通，將uBC箝位在Uin，則CVDR1和CVDR4的電壓被箝位在Uin /K，防止其電壓繼續(xù)上升，從而消除了整流橋的振蕩尖峰和二極管反向恢復(fù)造成的損耗。此時，iLr=-I4，ip=iLr+iVDVQ2.到t8時刻，iVD VQ2線性下降至零，VDVQ2自然關(guān)斷，模態(tài)結(jié)束。

2.2.5變壓器初級直流分量的抑制

實際電路中，開關(guān)管的開關(guān)速度或?qū)▔航挡煌蜷_關(guān)管的驅(qū)動信號不一致時，功率轉(zhuǎn)換電路便工作在不平衡狀態(tài)。此時磁通變化幅度不相同，工作區(qū)域?qū)⑵蛞粋€象限，引起磁芯單向飽和并產(chǎn)生過大的ip，從而導(dǎo)致開關(guān)管的損壞，最終使變換器不能正常工作。為了讓全橋變換電路更可靠的工作，抑制變壓器初級電壓的直流分量采用變壓器初級串接隔直電容Cb.Cb和輸出濾波電感折算到初級的電感值形成串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，諧振頻率表達(dá)式如下：

折算到變壓器初級的濾波電感值LLf=K2Lf.為了盡可能讓Cb充放電呈線性化，fT必須遠(yuǎn)小于變換器的開關(guān)頻率fs，取fr=0.1fs，由式（6），LLf=K2Lf及fr=0.1fs可求得Cb=1.2μF，實際取兩個1μF/400 V的云母電容并聯(lián)。

3控制系統(tǒng)的設(shè)計

3.1 APFC控制方案

APFC控制采用平均電流法，系統(tǒng)框圖見圖4.采用電流、電壓雙閉環(huán)控制，電流環(huán)使輸入電流更接近正弦波，電壓環(huán)使APFC輸出電壓穩(wěn)定。

此處通過APFC控制器UCC3818實現(xiàn)雙環(huán)控制，其輸出的PWM脈沖可直接驅(qū)動開關(guān)管。雙環(huán)調(diào)節(jié)器如圖5所示。

通過計算電壓、電流環(huán)增益和穿越頻率即可確定相應(yīng)PI參數(shù)，實際設(shè)計參數(shù)為：Ru=56 kΩ，Cu1=3.3μF，Cu2=0.3μF，Ri=16 kΩ，Ci1 =Ci2=1.1 nF. 3.2 ZVS全橋變換器控制方案DC/DC級采用單電壓環(huán)控制模式，并在電壓環(huán)基礎(chǔ)上加上了限流環(huán)，正常情況下限流環(huán)工作，只由電壓環(huán)控制輸出電壓，一旦輸出電流超過限流值，就由限流環(huán)工作，通過減小輸出電壓將輸出電流穩(wěn)定在限流值上。該控制通過UCC3895芯片實現(xiàn)，控制系統(tǒng)框圖如圖6所示。

選擇超前-滯后補償網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)控制，與一般滯后補償網(wǎng)絡(luò)相比，該網(wǎng)絡(luò)增加了微分環(huán)節(jié)，提高了控制系統(tǒng)的動態(tài)性能。具體環(huán)節(jié)如圖7所示。

補償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)Gc（s）={（1+sR2C1）［1+s（R1+R3）C3］}/{［sR1（C1+C2）］［1+sR2C1C2/（C1+C2）］（1+sR3C3）}。對ZVS移相全橋變換器進(jìn)行小信號建模并采用零極點補償法對參數(shù)進(jìn)行設(shè)計，實際所選參數(shù)為：R1=91 kΩ，R2=4.8 kΩ，R3=2 kΩ，C1= 0.1μF，C2=0.02μF，C3=1μF. 4實驗結(jié)果為驗證高壓直流開關(guān)電源主電路結(jié)構(gòu)和控制方案的可行性，研制了一臺2.4 kW的實驗樣機(jī)。主要電路參數(shù)：APFC部分為交流220 V輸入，輸出直流電壓380 V：ZVS全橋變換器部分，輸出直流電壓240 V，輸出電流10 A，主功率開關(guān)管VQ1~VQ4為IXFX48N60P（48 A/600 V）；

輸出整流二極管VDR1~VDR4為DSEI30-10A，箝位二極管VDs1和VDs2為DSEI30-06A，變壓器初次級匝比為1.06，輸出濾波電感Lf=300μH，輸出濾波電容值Cf=56μFx8，開關(guān)頻率fs=80 kHz.圖8a為APFC主開關(guān)管在1/3負(fù)載時波形，其實現(xiàn)了軟開關(guān)。圖8b為APFC輸出電壓突加半載時的波形，由圖可知，其性能較好。由1/3負(fù)載下所測波形可知，超前、滯后橋臂實現(xiàn)了ZVS.由（半載）變壓器次級及整流橋輸出電壓波形可知，不加箝位二極管電壓尖峰超過正常值兩倍以上，添加箝位二極管后電壓尖峰幾乎被消除，解決了整流橋輸出寄生振蕩問題。可見，DC/DC級控制系統(tǒng)設(shè)計較合理，超前，滯后補償環(huán)節(jié)提高了系統(tǒng)的動態(tài)性能。

5結(jié)論

研制了兩級結(jié)構(gòu)高壓直流開關(guān)電源，前級采用單相有源軟開關(guān)PFC，提高功率因數(shù)，合理設(shè)計諧振參數(shù)可實現(xiàn)軟開關(guān)，降低開關(guān)損耗。控制部分采用PI調(diào)節(jié)器，具有較好性能。后級選擇在初級加箝位二極管的改進(jìn)型ZVS全橋變換器，實驗結(jié)果證明該電路結(jié)構(gòu)能夠有效抑制次級整流橋輸出振蕩和電壓尖峰，減少損耗。該方法簡單，實用性較強。控制系統(tǒng)進(jìn)行方案選擇，PID參數(shù)合理設(shè)計，提高了高壓直流開關(guān)電源的動、靜態(tài)性能

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