在轉換器領域，不能不提GSPS ADC—也稱RF ADC。關于使用RF ADC的優(yōu)勢，以及如何使用它們進行設計并以高的速率捕獲數據，人們進行了大量的討論。但是，人們似乎忘了一件事情，即低直流信號。

高性能ADC之前的輸入配置或者前端設計，對于實現所需的系統(tǒng)性能非常關鍵。通常重點在于捕獲寬帶頻率，例如大于1 GHz的寬帶頻率。然而，在某些應用中，也需要直流或近直流信號，并且受到最終用戶的歡迎，因為它們也可以傳輸重要信息。因此，通過優(yōu)化整體前端設計來捕獲直流和寬帶信號需要直流耦合前端，該直流耦合前端一直連接到高速轉換器。 考慮到應用的本質，將需要開發(fā)一個有源前端設計，因為用于將信號耦合到轉換器的無源前端和巴倫本身就已交流耦合。接下來我們以實際系統(tǒng)解決方案為例，概述共模信號的重要性，以及如何正確對放大器前端進行電平轉換。

共模

圖1顯示了轉換器如何查看差模與共模信號。CM電壓只是信號移動的中點—參見圖1。

圖1. 差模與共模信號示例

您也可以將其視為新中點或零代碼—放大器，通常通過一個VOCM引腳或類似的器件，在輸出端建立CM。不過要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓范圍要求。最好查閱一下放大器數據手冊，并且/或者使用不會使電路內部的任何相鄰電路或基準點負荷過重的穩(wěn)定偏置點。不要只是分接一個轉換器的基準電壓引腳(VREF)，它通常是轉換器滿量程的一半。可能無法提供充分的高精度偏置。謹慎起見，也應查閱轉換器數據手冊上的引腳技術規(guī)格。一般而言，電阻容差1%的簡單分壓器和/或緩沖器驅動器之類，可正確設置放大器的CM偏置。

在下面表1中簡要列出了如何連接每個應用的放大器和轉換器。

表1. 共模矩陣

圖2顯示了一些正確的電路示例。

圖2. 用于放大器/轉換器前端的交流耦合與直流耦合應用示例

共模：已斷開

如果未提供或保持共模偏置，轉換器將產生增益和失調誤差，使獲取的總體測量性能下降。簡單地說—轉換器輸出將如圖3所示，或者略有變化。

圖3. 放大器和轉換器之間的CM不匹配

輸出頻譜的形態(tài)將與過載滿量程輸入相似。這意味著轉換器的零點偏離中心，不是最優(yōu)。你可能會發(fā)現轉換器會較早削波或者達不到轉換器的滿量程。但是，由于轉換器開始使用1.8 V電源和更低的電源，這一問題變得更為嚴重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9 V或AVDD/2。并非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時還保持相對較好的性能。

但是，并不是任何舊款放大器都能使用，因為裕量可能非常受限，并且內部晶體管可能會開始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數情況下應該會有充足的裕量來實現適當的CM偏置。缺點是增加了一個額外的電源—可能不標準的負電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡單的反相器電路有助于解決這一問題。

將器件連接起來

了解共模和直流耦合之后，我們可以開始組建信號解決方案。例如，ADL5567是雙通道差分放大器，增益為20 dB。它具有4.8 GHz帶寬，適合連接GSPS ADC，例如AD9625，這是12位、2.5 GSPS轉換器，具有JESD204B 8通道接口。圖4所示為整體設置框圖。

圖4. 直流到WB 放大器/轉換器信號鏈示例

在顯示的該配置中，前端接口針對寬帶采樣進行了優(yōu)化，同時保留信號的直流成分。由于器件為+5.5 V耐壓。該設計使用+3.3 V 和?2 V AVDD 分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡單對齊，兩者均需在AIN+和AIN?保持+0.525 V。同樣，注意幾個接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現強制設置為?2 V供電(新VSS)。

CM電壓輸出很簡單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點麻煩。需要為接口做兩件事：

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輸入端CM電壓需要配置為0 V，否則，驅動放大器失調將使輸出軌偏向一側。這將導致圖3所描述的性能問題或更嚴重，—將出現放大器和轉換器信號鏈交流性能不佳。為此，放大器輸入端的每一側都需要允許電流流向地面，或該直流耦合案例中2 V。因此，在每個放大器輸入端添加2.2 k?的電阻來抑制失調電流。

工作原理：放大器輸出約為0.525 V，放大器輸入CM電壓為0 V。具有500 ?的內部反饋電阻和約50 ?的輸入電阻使得它看起來有550 ?；或在本例中，我們假設一個50 ?源電阻與100 ?電阻并聯，得到33 ?。再串聯20 ?增加到53 ?。這是串聯了500 ?內部反饋電阻或總計553 ?。也就是形成了500 ?和53 ?的0.525 V電阻分壓器。反過來，產生了900 μA (或0.525/553)的電流。為將此分流至地面或新VSS或?2 V，添加2.2 k?電阻或?2 V/2.2 k? = 900 μA。

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輸入為單端輸入且需要適當配置來保持最佳性能，同時維持較低偶數階失真。同樣，100 ?與50 ?源電阻有效并聯，得到33.33 ?戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會反映在VIN節(jié)點上，來平衡設備的輸入，因為它是單端驅動的。但是，為了改善偶數階失真，VIN+節(jié)點上的20 ?用于保持所有寬帶頻率的低失真。這通過使用特定中頻約500 MHz完成，—或參見圖 5 測試示例。

圖5. 典型FFT性能@ 507 MHz AIN @ 2500 MSPS

由于它是一個迭代的過程，所以會有些乏味。圖6中所示為信號鏈設計中最高2 GHz輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。

圖6. 典型交流頻率掃描性能@ 2500 MSPS

值得注意的是，添加了5.1 nH電感與電源的正供電軌輸入串聯。這有助于通過捕捉和再循環(huán)放大器內部的這些不平衡電流來再次提高偶數階線性度性能與頻率。

最后，需要針對放大器和ADC之間的前端BW優(yōu)化接口。這通常也以迭代的方式完成。但是，對于兩個IC之間某些值的設置有幾點需注意。為了在接口中獲得最佳BW，請遵循以下規(guī)則——

根據經驗和/或ADC數據手冊建議，選擇一個反沖電阻器(RKB)，(本例中為?)，通常介于5 ?和36 ?之間。

選擇放大器外部串聯電阻(RA)。如果放大器差分輸出阻抗在100 ?至200 ?范圍內，RA應小于10 ?。如果放大器輸出阻抗為12 ?或更低，RA應介于5 ?和36 ?之間。此時，為ADL5567選擇10 ?串聯電阻和阻抗為10 ?的差分輸出。

放大器輸出的串聯與并聯總電阻應與放大器的表征負載(RL)接近。這里，圖4電路中為160 ?，或2 RA + 2 RKB + RADC = 20 +40 + 100。ADL5567具有200 ?的RL，所以如果設計值偏離放大器的RL特性值太多，線性度性能可能出現偏差。

將內部ADC電容CADC添加至10 ?串聯電阻后的并聯電容，來幫助完成內部ADC采樣網絡反沖。這也提供了軟低通濾波來減少任何折回帶內的寬帶諧波。

使用上述標準開發(fā)出2 GHz通帶平坦度響應產品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區(qū)內的頻率，假設采樣速率為2.5 GSPS。該設計的輸入驅動規(guī)格將為?8 dBm或252 mV p-p，假設在100 MHz基準頻率下具有50 ?輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉換器達到滿量程的輸入滿量程電平。

圖7. 典型通帶平坦度性能和輸入驅動電平

在任何直流耦合設計中，忽略轉換器的共模輸入電壓規(guī)格均可引起嚴重問題。如果使用了多個級別，信號鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩個組件相互沖突。如果未正確耦合，其中一個將經常在各級間取勝，產生虛假測量。對于交流耦合應用，需在兩級之間使用一個耦合電容來打破這種共模不匹配。這樣設計才能夠優(yōu)化放大器輸出和ADC輸入的偏置。否則，系統(tǒng)設計中需考慮雙電源或電平轉換電路，如以上直流耦合設計中的描述。

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