以上介紹了通過uL的積分重構(gòu)iL的方法。同樣，該方法可推演到帶隔離變壓器的變換器電路拓?fù)渲校米儔浩鞒跫?jí)繞組獲得交變的脈沖波，積分后仍然能得到三角波，從而實(shí)現(xiàn)iL的取樣。圖3示出間接電流型控制的推挽正激式電路原理圖，及其繞組電壓積分原理波形。

圖3 ?間接電流型控制的推挽正激式電路及其繞組電壓積分原理波形

需要指出的是，間接電流型控制技術(shù)與單周期控制技術(shù)在控制策略上有相似之處，但存在本質(zhì)的區(qū)別。單周期控制的關(guān)鍵技術(shù)在于采用了帶復(fù)位開關(guān)的積分器，而間接電流型控制也是利用積分器，但積分器的輸入不是取自電感一側(cè)的電壓，而是其兩側(cè)的電壓，通常為交變的脈沖波，而輸出是三角波，因而不需積分器的復(fù)位。此外，間接電流型控制技術(shù)在電路拓?fù)涞倪m用性方面比單周期控制技術(shù)要廣，它可適用于任何形式的DC/DC變換器。但兩者的優(yōu)點(diǎn)是相同的，即對(duì)Ui的擾動(dòng)、Uo處負(fù)載的擾動(dòng)均有抑制能力，可以確保Uo的平均值恒定，其動(dòng)態(tài)性能均優(yōu)于電壓型、峰值電流型控制技術(shù)。

3、基于UC3846的間接電流型控制

UC3846是近年來發(fā)展起來的性能優(yōu)良、功能完善的電流型PWM控制芯片，但由于受功率主電路的分布參數(shù)、輸出整流二極管的反向恢復(fù)特性和開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)等影響，電流型控制PWM芯片會(huì)在開關(guān)管的開通時(shí)刻出現(xiàn)較大的前沿噪聲信號(hào)。此外，當(dāng)UC3846的電流檢測(cè)放大器有輸出時(shí)，PWM驅(qū)動(dòng)波形的關(guān)斷時(shí)刻取決于電流峰值出現(xiàn)的時(shí)刻。因此，要處理好PWM載波信號(hào)，亦即電壓積分后的波形與時(shí)鐘信號(hào)的同步問題。因此，需從推挽正激式電路的變壓器初級(jí)兩個(gè)繞組同時(shí)取電壓積分，先做差分放大，然后再積分，兩路積分波形經(jīng)全波整流電路，通過同相加法器，最后得到與時(shí)鐘信號(hào)同頻的梯形波信號(hào)。該梯形波信號(hào)不僅與時(shí)鐘信號(hào)即斜坡信號(hào)VCT同頻，而且與實(shí)際的iL波形同時(shí)到達(dá)峰值。圖4示出兩路積分波形的整流輸出波形。

圖4 ?兩路積分波形的整流輸出波形

采用上述方式可以消除前沿噪聲。當(dāng)開關(guān)管開通時(shí)，積分器開始計(jì)算，三角波從負(fù)壓開始上升，不會(huì)出現(xiàn)前沿噪聲問題，提高了抗噪聲性能，與實(shí)際的iL完全一致，因而可以作為PWM的載波信號(hào)。

該方式對(duì)Ui的變化實(shí)質(zhì)上起到了前饋控制的作用，所以它比一般的PWM具有更快的瞬態(tài)響應(yīng)和更高的穩(wěn)定性。

4、設(shè)計(jì)實(shí)例

本文采用推挽正激式電路。Ui=18～32V，Uo=190V，開關(guān)頻率fs=80kHz，輸出功率Po=1kW。圖5給出實(shí)驗(yàn)波形。

圖5 ?采樣電阻電流iR和積分整流疊加電壓usr實(shí)驗(yàn)波形

通道1探頭有10倍的衰減，因而每格電壓幅值是圖中所示每格電壓數(shù)的10倍。

5、結(jié)論

采用電壓積分的間接電流型控制比傳統(tǒng)峰值和平均電流型控制技術(shù)在噪聲敏感性和動(dòng)態(tài)范圍上有顯著的優(yōu)勢(shì)。這種方法支持線性調(diào)整和寬負(fù)載范圍調(diào)整并減少了控制的復(fù)雜性，解決了系統(tǒng)靜態(tài)精度與穩(wěn)定度之間的矛盾，使系統(tǒng)具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和高的靜態(tài)精度。