簡介

　　環保因素已經為當代電源設計催生新的能效要求。例如，80 PLUS倡議及其銅級、銀級和金級衍生標準（見參考資料［1］）迫使臺式機及服務器制造商尋求創新的方案。一項重點就在于功率因數校正（PFC）段，此段跟EMI濾波器一起在低線路電壓、滿載條件下可能消耗輸出功率的5%至8%.

　　然而，在一般情況下，相關器件并不是總是以它們設計的最大功率工作，而只有短時間以最大功率工作。因此，要有效地節能，“綠色要求”不僅針對滿載能效。相反，這些要求傾向于因應實際工作條件，規定在滿額功率20%、50%及100%等不同負載狀況下的最低平均能效等級，或是能效比。

　　因此，中低負載條件下的能效比已成為要應對的要點。降低開關頻率是減小這些條件下功率損耗的常見選擇。要在極低功率條件下提供極高能效，這方案在中等功率等級的應用就必須非常審慎。本文將闡釋如何管理開關頻率以提供最優能效性能。文中將簡述電流控制頻率反走（CCFF）技術的原理。這種新方案在控制開關頻率方面極為有用，提供最優的平均能效及輕載能效等級。

　　臨界導電模式或不連續導電模式

　　開關損耗難于精確預測。當PFC升壓轉換器從臨界導電模式（CrM）跳轉到不連續導電模式（DCM）時，我們還是可以根據工作模式來判定損耗趨勢。圖1顯示了這兩種模式在相同功率及線路條件下（如相同線路電流）的MOSFET電流波形。

　　無論在什么工作模式，線路電流是開關周期內的電感電流的平均值，而開關周期就是PFC升壓轉換器之電磁干擾（EMI）濾波器工作的平均過程時間。

　　在CrM下，線路電流的計算非常簡單（1）：

　　如上所述，DCM下的導通時間就是將CrM下的導通時間乘以一個因數m（m》1），以維持提供恰當的功率。因此，電感峰值電流與電流周期時長均乘以導通時間與退磁時間之和：

　　圖2顯示了沒有頻率反走條件下獲得的DCM損耗相對于CrM損耗的百分比。DCM損耗與CrM損耗之比根據等式（2）來計算，α比的值在1至10之間變化。當α為1時，頻率并未降低，因此DCM損耗及CrM損耗相等，使二者之比為100%.α值越高，當 DCM能效降低時，DCM損耗與CrMR損耗之百分比就越高；相反，當采用頻率反走

　　圖2顯示出：

　　-當導電損耗較高或處在相同范圍時，頻率反走技術增加了損耗（棕色跡線）。當大的均方根電流在轉換器中環流時，如當PFC段處在重負載、低線路電壓條件下，就出現這種情況。

　　-當導電損耗略小于開關損耗時，就需要有限程度地降低頻率。但程度必須有限。否則，就完全泯滅了在開關損耗方面的好處，或者是無法針對導電損耗增加（綠色及紫色跡線）提供補償。這種情況與線路及負載條件相對應，導致轉換器流動中等的電流……

　　-當導電損耗相對于開關損耗極低時（藍色及橙色跡線），頻率反走大幅降低總體損耗。然后，在線路電流較小的條件下，必須降低開關頻率。

　　應當注意的是，頻率反走技術帶給MOSFET開關損耗的好處被低估了DCM開關損耗為將CrM開關損耗最少。

　　實驗數據

　　下述數據是使用以NCP1631（見參考資料［2］）驅動的兩相交錯式PFC段獲得的。此控制器采用頻率鉗位臨界導電模式（FCCrM）工作，還具有頻率反走功能。但應當指出的是，與CCFF（見下一段）相比，頻率鉗位并不取決于電流電平，而是在電流半正矢波范圍內給定功率條件下保持恒定。圖3顯示了NCP1631 300 W評估板在施加了115 Vrms輸入電壓、10%、20%及50%負載條件下的能效。調節電路的反走特性以測量20%負載條件下三種不同工作頻率時的能效，并考慮測量其它兩種負載工作條件下兩種不同工作點時的能效。下面的數據印證了輕載條件下頻率下降時能效提升，且在負載較重時開關頻率逐漸減小的情況下能效降低。

　　電流控制頻率反走（CCFF）

　　沿襲這些能效考慮因素，安森美半導體推出了采用所謂的電流控制頻率反走（CCFF）技術以驅動 PFC升壓段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下，當線路電流超過設定點時，PFC段采用傳統CrM工作。相反，當電流低于此預設值時，在線路電流降低到0時，開關頻率下降到約20 kHz（見參考資料［3］和［4］）。

　　實際上，這些控制器監測線路電壓以構建線路電流的信號表征。內部計算產生一個電流，此電流結合外部電

　　對CrM PFC升壓段的開關頻率進行鉗位通常導致線路電流失真，因為傳統電流波形原理假定采用CrM工作這種傳統局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服，其方式跟安森美半導體的FCCrM電路類似（如NCP1605）：集成了一個電路（稱為VTON處理模塊）來調制導通時間，以補償存在的死區時間。此模塊基于積分器（詳情參見產品數據表），在對開關紋波進行了恰當濾波的條件下，其時間常數接近100 μs.

　　如圖5所示，在大線路電流條件下，CCFF升壓段傾向于采用CrM工作；隨著線路電流減小，控制器采用不連續導電模式（DCM）工作。通過這種方式，即使在DCM條件下，MOSFET導通時間被延長，直至MOSFET漏極-源極電壓位于谷底以提供最佳節能效果。

　　CCFF技術進一步催生了穩定的谷底工作。

　　圖6 – NCP1612評估板在230 V、160 W條件下接近線路過零點時的工作。MOSFET漏極-源極電壓為紅色跡線，而藍色跡線代表的是MOSFET電流。

　　CCFF使寬負載條件下的能效曲線變得更平坦

　　我們基于NCP1611評估板進行了測試（見參考資料［3］）。這電路板是纖?。ê穸鹊陀?3 mm） PFC段，其設計旨在寬交流線路條件下提供160 W功率，如圖7所示。

　　此電路板的設計旨在采用CCFF工作。然而，通過迫使高于2.5 V時的線路電流信號表征來關閉CCFF頻率反走特性，此電路板也可以輕易地采用CrM工作。此外，通過防止線路信號表征下降至低于0.75 V，也可以關閉CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后，這種多用性也支持測試三種模式：CrM、CCFF及關閉跳周期的CCFF，提供極佳的相互比較，因為它們在相同的應用中工作，且使用相同的外部元器件。這樣一來，就可以精確地比較這三種模式。

　　公平地比較也要求在有可能實現更好的定制方案時避免過大地影響某種模式的配置。但若每種模式都相同，便可能使其中某種模式不恰當地處于不利地位。此電路的設計要么采用自供電，要么采用外部電壓源供電。出于能效測量起見，第二種方案更宜采用，因為自供電方案中應用電荷泵來為VCC供電的能耗與開關頻率成正比。采用自供電方案將會大幅影響輕載CrM能效。例如，測量結果顯示，在高線路電壓、20%負載時，此電荷泵可能會降低CrM能效達1%，但它不會顯著影響CCFF性能。

　　當PFC段插電時，會出現大電流給大電容充電。此電路板包含NTC來限制浪涌電流。此NTC已經被短路，用于測量能效。

　　圖8顯示了大功率范圍（從5%負載到100%負載）內低線路及高線路電壓時的能效比。右側的 CCFF能效曲線類似于傳統CrM PFC段。在左側的圖中，由于開關損耗的緣故，能效正常下降，直到一個拐點，此時能效又上升，這是CCFF工作的結果。如前所述，當線路電流低于預設值時，CCFF使開關頻率作為瞬時線路電流的函數來線性下降。CCFF閾值設定為約低線路電壓時最大線路電流的20%，及高線路電壓時最大線路電流的近 45%，這可以從圖8中所觀察到的拐點得到印證。

　　要提醒一下的是，CCFF以瞬時線路電流的函數形式工作：當線路電流的信號表征（由 FFcontrol引腳產生）低于2.5 V時，電路降低開關頻率。這就是接近線路過零點時的案例，而無論這是負載多大。因此，開關頻率在線路正弦波最小值時下降，即使是在重負載條件下。這就是大負載時能效也提升了的原因，最少是在高線路電壓條件時就是如此，此時CCFF的影響更大，因為線路電流較小。

　　當瞬時線路電流要變得極小時（在我們的應用中為低于最大電流電平的約5%，見參考資料［1］），電路進入跳周期模式。換句話說，在功率轉換成為低效的瞬間，電路停止工作。與不含跳周期功能的CCFF工作相比，跳周期模式進一步提升了輕載能效（高線路電壓時約提升2%，滿載時約提升5%）。

　　從更普遍的意義上講，圖8顯示出CCFF在低線路電壓條件下低于20%負載時大幅提升能效，而在230 V高線路電壓條件下低于50%負載時開始顯現其優勢。

　　應該注意的是，總諧波失真（THD）受跳周期模式功能的影響。即使總諧波失真相對較低，但在要提供優異THD性能時，應當禁止使用跳周期模式?？梢詤⒁奛CP1611/2評估板有關功率因數及THD的數據。

　　眾所周知，由于高工作開關頻率的緣故，CrM系統在高線路電壓、輕負載時通常無法持續工作。相反，它們進入突發模式。這種情況通常在最高線路電壓等級工作、20%或以下負載范圍時出現。圖8顯示了降低開關頻率就克服了這個局限。因此，應當注意的是，CCFF進一步提供了在低至極低功率等級時提供穩定工作的可能性。

　　結論

　　計算開關損耗是一個棘手的過程。本文介紹了一種預測降低開關頻率時DCM損耗與CrM損耗相關性趨勢的方法。分析及實驗數據顯示：當導電損耗相對于開關損耗較小，既在線路電流較低時，更適宜采用頻率反走。圖2甚至顯示電流越低，最優頻率也越低，從而在”高能效的頻率“與線路電流之間產生的關聯，這就是CCFF的工作原理……實驗數據確認了在低線路及高線路電壓條件下CCFF即使在擴展功率范圍也維持高能效比。更通俗地說，如果啟用了跳周期模式，從5%負載到100%負載范圍下，能效都保持高于94%;而當關閉跳周期模式時，能效底值（在5%負載時獲得）降到了92%.