一種新穎的完全斷續箝位電流模式功率因數校正電路

摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復，從而提高了整個電路的效率，同時，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數（PF）。該方案適合于中低功率場合的應用。給出了具體的理論分析和一個100W的電路實驗數據。

關鍵詞：電流箝位升壓；功率因數校正；完全斷續電流模式

0??? 引言

??? 在以往的有源功率因數校正電路拓撲中，一個帶乘法器的控制芯片不可避免。為了降低成本，一種電流箝位（Clamped Current Boost,CCB）的控制方法可以簡化電路。在這種電路中，每半個周期中開關電流峰值被箝位至一個參考值。輸入電流的波形跟隨輸入電壓，這樣就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器來提供一個電流參考值，而可以利用任何一種峰值電流控制的芯片（如UC3843）來完成這個功能，從而大大降低了成本，簡化了電路。

??? 但是，以往提出的箝位電流模式電路，在低輸入電壓時工作在斷續電流DCM，在高輸入電壓時工作在連續電流模式CCM。而CCM的工作方式存在兩個缺點：一是電路中的續流二極管的反向恢復，這降低了電路的效率；二是電路中的電感值比較大，這給提高電路的功率密度帶來了困難。

??? 本文提出了一種在通用的整個輸入電壓范圍內工作在DCM的CCB PFC電路。該電路消除了二極管的反向恢復問題，從而提高了電路的工作效率；同時，由于工作在電流斷續模式，電感量減小，這樣就可以減小電感的體積，提高功率密度。

??? 本文給出了該電路拓撲的數學分析并且給出了一個100W的電路實驗結果。

1??? 理論分析

??? 電路原理圖如圖1所示。在進行分析之前，假設以下條件成立：

??? ——所有的元器件都是理想的；

??? ——變換器工作在穩態時，開關頻率遠大于交流母線的頻率，從而可以認為在一個開關周期內，輸入電壓是恒定的；

??? ——輸入電壓是理想的正弦波v_ac=V_msin(ω_Lt)，其中ω_L為交流母線的頻率；

??? ——參考電壓在一段時間內是一個恒定值V_ref；

??? ——輸出電壓是恒定的。

圖1??? CCB PFC電路

??? 為了便于分析，使得計算的結果與具體的電路參數無關，我們采用標幺值，即令

??? V_b=V_o；

??? I_b=V_o/R_t(R_t=2L/T_s，T_s為開關周期)；

??? 則輸入的電壓峰值為：

??? V_m=V_m/V_b（1）

??? 與傳統的CCB PFC電路不同，在整個母線電壓輸入周期內，該電路工作在電流斷續模式。在每半個周期內，有兩種電流斷續工作模式。如圖1所示，在開關周期開始階段，Boost電路中的開關管處于開通的狀態，電感中的電流i_L從零開始增加。在采樣電壓（R_ii_L）達到參考電壓（V_ref）和斜率補償電壓（V_R）的和,或者達到最大占空比時，開關管關斷，電感電流線性減小（如圖2）。這兩種工作模式分別定義為DCM₂和DCM₁。

(a)??? DCM₁(D=D_max)

(b)??? DCM₂(D<D_max)

圖2??? 兩種電流斷續工作模式

??? 對一個周期內電感電流求平均值，可以得到兩種DCM工作模式下的電流歸一化后的表達式分別為：

??? i_L,avDCM1=（2）

??? i_L,avDCM2=（3）

式中：K_r為電流模式斜率補償深度系數。

??? DCM₁和DCM₂的邊界條件為：

??? D==D_max（4）

式中：斜率補償M_c=I_R/(D_maxT_s)，I_R為斜率補償電流。

因此，可以得出DCM₁和DCM₂兩種工作模式的邊界點為：

??????? ω_Lt=arcsin

式中：為斜率補償電流峰值。

??? 由前所述，可以得到每半個周期的平均電流歸一化暫態值：

??? i_Lav(ω_Lt)=（5）

??? 由上面的分析可以得到每半個工頻周期，在不同輸入電壓下，輸入電流的的波形如圖3所示。

圖3??? 輸入電流波形與輸入電壓的關系圖

??? Boost電感值必須保證在整個周期內，電路工作在DCM模式。

??? 在最小輸入電壓下的電流峰值為：

??? I_inp=P_o/(ηV_in,rms,min)（6）

式中：P_o為輸出功率;

??????????? η為最低效率;

????? V_in,rms,min為最低的輸入電壓幅值。

所以，電感值由式（7）決定。

??? (V_inpmin/L)D_lminT_s>=2I_inp（7）

式中：V_inpmin為最小輸入電壓峰值；

??? D_lmin為在最小輸入電壓時的最小占空比，即

??? D_lmin=(V_o－V_inpmin)/V_o（8）

輸出電容必須滿足式（9）。

??? C_o>=P_o/(2πf_lineV_oΔV_o)（9）

??? 標幺化的功率因數可以由式（10）獲得。

??? PF=P_in/(V_inrmsI_inrms)（10）

式中：

??? P_in=V_m|sin(ω_Lt)|i_Lav(ω_Lt)dω_Lt（11）

??? =（12）

??? V_inrms=V_m/（13）

那么,

??? I_i,k=(i_LavDCM₁sin(kω_Lt)dω_Lt＋i_LavDCM₁sin(kω_Lt)dω_Lt

??? ＋i_LavDCM₁sin(kω_Lt)dω_Lt（14）

??? THD=，k=3,5,...(2N＋1)（15）

2??? 實驗結果

??? 設定以下工作條件：

??? V_m=127～311V；f_line=50Hz；V_o=380V；

??? P_o=100W；η=0.92；f_s=77kHz；D_max=0.95。

??? 參數設定為：

??? L=370μH；K_r=0.22；C=68μF，選用68μF/400V鋁電解電容。

??? 電路圖如圖4所示。

圖4??? 實驗電路圖

??? 獲得的電路波形如圖5所示，由圖5可以看出，實驗結果符合理論分析。

(a)??? V_in=90V

(b)??? V_in=120V

(c)??? V_in=220V

(d)??? V_in=265V

圖5??? 實驗電路波形圖

??? 表1為實驗獲得的PF和THD與V_in,rms關系。由表1可以看出，該電路符合IEC-3-2的標準。

表1??? PF，THD與輸入電壓關系表

??? 該電路在滿負載(V_o=380V，I_o=0.263A)下的效率測試如圖6所示。

圖6??? 滿負載、不同電壓下的電路效率

3??? 結語

??? 本文對一種在通用的整個輸入電壓范圍內實現DCM CCB PFC的電路拓撲，進行了詳細的理論分析，實驗結果證明了該電路可以滿足IEC1000-3-2標準。同時，由于它消除了二極管的反向恢復，采用電流斷續模式，提高了電路的工作效率和功率密度。這對于中小功率的應用有很大的吸引力。