在設(shè)計(jì)一個(gè)用于AC信號(hào)處理的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng) (DAQ) 時(shí)，你的測(cè)試結(jié)果也許不滿足你所需的技術(shù)規(guī)格，其主要原因在于糟糕的失真性能。在這種情況下，你該怎么辦呢？也許你會(huì)首先檢查信號(hào)源，然后檢查電源、印刷電路板 (PCB) 布局布線，等等，不過問題依然存在。你是不是想過其它原因呢，比如說輸入信號(hào)的不穩(wěn)定？這有可能是一個(gè)非常重要的考慮因素。

在這片博文中，我將會(huì)談一談信號(hào)穩(wěn)定—以及輸入信號(hào)的不穩(wěn)定—如何影響失真性能。

圖1顯示了一個(gè)逐次逼近寄存器SAR模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 輸入電路的簡(jiǎn)化模型和內(nèi)部采樣電容器的時(shí)域充電響應(yīng)。

圖1：使信號(hào)穩(wěn)定的電荷分布

在采集階段，有一個(gè)電荷從輸入信號(hào)源傳輸?shù)紸DC的內(nèi)部采樣電容器，CSH內(nèi)。CSH 上的VIN 信號(hào)必須在采集時(shí)間，tAQ內(nèi)，至少穩(wěn)定至最終值的最低有效位 (LSB) 的一半。很明顯，如果輸入源需要的穩(wěn)定時(shí)間比tAQ長，在tACQ結(jié)束時(shí)，CSH 上的殘余電壓誤差將大于LSB的一半，并且ADC輸出將會(huì)不準(zhǔn)確。

但是，失真并不僅僅是在某些輸入電壓值上觀察到的準(zhǔn)確性問題。失真表示ADC的輸入與輸出之間的非線性關(guān)系。換句話說，ADC傳遞曲線與這個(gè)方程式計(jì)算出的直線不一致，而這條直線在ADC輸入范圍內(nèi)具有恒定斜率和截距。那么，問題就在于，ADC輸入上的信號(hào)不穩(wěn)定如何在ADC響應(yīng)中產(chǎn)生失真或非線性呢？

一般說來，SAR ADC具有一個(gè)包含集成模擬采樣開關(guān)的開關(guān)電容器輸入結(jié)構(gòu)。開關(guān)的導(dǎo)通電阻，RON，具有一個(gè)相對(duì)于輸入信號(hào)電壓的非線性電阻。

圖2a顯示的是典型RON值與互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體 (CMOS) 模擬開關(guān)的輸入電壓之間關(guān)系的曲線圖。非線性導(dǎo)通電阻調(diào)制穩(wěn)定時(shí)間常量，這樣的話，如圖2b所示，在tAQ 結(jié)束時(shí)，輸入正弦波與采樣電容器上的信號(hào)之間的殘余電壓誤差 (VERR) 也是非線性的。如果導(dǎo)通電阻是完全恒定的，誤差曲線將是一條直線（如圖3a和3b中所示），ADC輸出上將不會(huì)出現(xiàn)失真。

讓我們來看一個(gè)存在穩(wěn)定問題的例子。出于成本和簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)的原因，工業(yè)電力自動(dòng)化應(yīng)用不使用具有SAR ADC的前端放大器。圖4顯示了一個(gè)典型電路。

圖4：無前端放大器的典型ADC電路

圖5顯示的是使用具有一個(gè)前端RC濾波器的16位、8通道ADS8568 SAR ADC的電路的AC性能。如圖4所示，在電路中不使用有源濾波的情況下，更高的電阻值和電容值將獲得更好的濾波器效果。然而，這會(huì)導(dǎo)致不太令人滿意的總諧波失真 (THD)，這個(gè)值要遠(yuǎn)遠(yuǎn)劣于ADS8568數(shù)據(jù)表中-90dB的技術(shù)規(guī)格。一個(gè)二階RC濾波器將使性能變得更加糟糕。根本原因在于，輸入信號(hào)，VS，在ADC的采集時(shí)間內(nèi)，并未在采樣電容器，CSH，上完全穩(wěn)定。

圖5：具有經(jīng)簡(jiǎn)化前端RC濾波器的ADS8568的糟糕的AC性能

你可以用以下兩個(gè)方法來解決這個(gè)穩(wěn)定問題，并提升性能：

通過直接減少采樣率來增加采樣時(shí)間。你可以用方程式1計(jì)算出真實(shí)的采樣時(shí)間，通過減少采樣率來增加tACQ_Real 時(shí)間，這是因?yàn)锳DC數(shù)據(jù)表中為（轉(zhuǎn)換時(shí)間）指定了一個(gè)最大值（方程式2）：

圖6顯示了一個(gè)使用二階濾波器后的經(jīng)刷新測(cè)試結(jié)果。在把采樣率從10Ksps調(diào)整為1Ksps后，AC性能從之前的-65.46dBc大大改進(jìn)為-92dBc THD。

圖6：采樣時(shí)間增加后的測(cè)試結(jié)果