1、引言

　　在功率變換裝置中，根據(jù)主電路的結構，其功率開關器件一般采用直接驅(qū)動和隔離驅(qū)動兩種方式。采用隔離驅(qū)動方式時需要將多路驅(qū)動電路、控制電路、主電路互相隔離，以免引起災難性的后果。隔離驅(qū)動可分為電磁隔離和光電隔離兩種方式。

　　光電隔離具有體積小，結構簡單等優(yōu)點，但存在共模抑制能力差，傳輸速度慢的缺點。快速光耦的速度也僅幾十kHz。

　　電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件，具有響應速度快（脈沖的前沿和后沿），原副邊的絕緣強度高，dv/dt共模干擾抑制能力強。但信號的最大傳輸寬度受磁飽和特性的限制，因而信號的頂部不易傳輸。而且最大占空比被限制在50％。而且信號的最小寬度又受磁化電流所限。脈沖變壓器體積大，笨重，加工復雜。凡是隔離驅(qū)動方式，每路驅(qū)動都要一組輔助電源，若是三相橋式變換器，則需要六組，而且還要互相懸浮，增加了電路的復雜性。隨著驅(qū)動技術的不斷成熟，已有多種集成厚膜驅(qū)動器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065等等，它們均采用的是光耦隔離，仍受上述缺點的限制。美國IR公司生產(chǎn)的IR2110驅(qū)動器。它兼有光耦隔離（體積小）和電磁隔離（速度快）的優(yōu)點，是中小功率變換裝置中驅(qū)動器件的首選品種。

　　2、IR2110內(nèi)部結構和特點

　　IR2110采用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS制造工藝，DIP14腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達500V，dv/dt=±50V/ns，15V下靜態(tài)功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3，即功率器件的柵極驅(qū)動電壓）電壓范圍10～20V；邏輯電源電壓范圍（腳9）5～15V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有±5V的偏移量；工作頻率高，可達500kHz；開通、關斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。

　　IR2110的內(nèi)部功能框圖如圖1所示。由三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。如上所述IR2110的特點，可以為裝置的設計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計，可以大大減少驅(qū)動電源的數(shù)目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。

　　3、高壓側懸浮驅(qū)動的自舉原理

　　IR2110用于驅(qū)動半橋的電路如圖2所示。圖中C1、VD1分別為自舉電容和二極管，C2為VCC的濾波電容。假定在S1關斷期間C1已充到足夠的電壓（VC1≈VCC）。當HIN為高電平時VM1開通，VM2關斷，VC1加到S1的門極和發(fā)射極之間，C1通過VM1，Rg1和S1門極柵極電容Cgc1放電，Cgc1被充電。此時VC1可等效為一個電壓源。當HIN為低電平時，VM2開通，VM1斷開，S1柵電荷經(jīng)Rg1、VM2迅速釋放，S1關斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間（td）之后，LIN為高電平，S2開通，VCC經(jīng)VD1，S2給C1充電，迅速為C1補充能量。如此循環(huán)反復。

　　4、自舉元器件的分析與設計

　　如圖2所示自舉二極管（VD1）和電容（C1）是IR2110在PWM應用時需要嚴格挑選和設計的元器件，應根據(jù)一定的規(guī)則進行計算分析。在電路實驗時進行一些調(diào)整，使電路工作在最佳狀態(tài)。

　　4.1自舉電容的設計

　　IGBT和PM（POWERMOSFET）具有相似的門極特性。開通時，需要在極短的時間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導通所需要的電壓（10V，高壓側鎖定電壓為8.7/8.3V）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有1.5V的壓降（包括VD1的正向壓降）；最后假定有1/2的柵電壓（柵極門檻電壓VTH通常3～5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時對應的自舉電容可用下式表示：C1=（1）

　　工程應用則取C1》2Qg/（VCC－10－1.5）。

　　例如FUJI50A/600VIGBT充分導通時所需要的柵電荷Qg=250nC（可由特性曲線查得），VCC=15V，那么C1=2×250×10－9/（15－10－1.5）=1.4×10－7F

　　可取C1=0.22μF或更大一點的，且耐壓大于35V的鉭電容。

　　4.2、懸浮驅(qū)動的最寬導通時間ton（max）當最長的導通時間結束時，功率器件的門極電壓Vge仍必須足夠高，即必須滿足式（1）的約束關系。不論PM還是IGBT，因為絕緣門極輸入阻抗比較高，假設柵電容（Cge）充電后，在VCC=15V時有15μA的漏電流（IgQs）從C1中抽取。仍以4.1中設計的參數(shù)為例，Qg=250nC，ΔU=VCC－10－1.5=3.5V，Qavail=ΔU×C=3.5×0.22=0.77μC。則過剩電荷ΔQ=0.77－0.25=0.52μC，ΔUc=ΔQ/C=0.52/0.22=2.36V，可得Uc=10＋2.36=12.36V。由U=Uc及柵極輸入阻抗R===1MΩ可求出t（即ton（max）），由===1，可求出

　　ton（max）=106×0.22×10－6ln1.236=46.6ms4.3懸浮驅(qū)動的最窄導通時間ton（min）

　　在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導通時間應保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導通時間ton（min）考慮，自舉電容應足夠小。

　　綜上所述，在選擇自舉電容大小時應綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動要求。從功率器件的工作頻率、開關速度、門極特性進行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。

　　4.3、自舉二極管的選擇

　　自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管。

　　5、IR2110的擴展應用

　　單從驅(qū)動PM和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負偏置。Vge=0，完全可以保證器件正常關斷。但在有些情況下，負偏置是必要的。這是因為當器件關斷時，其集電極－發(fā)射極之間的dv/dt過高時，將通過集電極－柵極之間的（密勒）電容以尖脈沖的形式向柵極饋送電荷，使柵極電壓升高，而PM，IGBT的門檻電壓通常是3～5V左右，一旦尖脈沖的高度和寬度達到一定的水平，功率器件將會誤導通，造成災難性的后果。而采用柵極負偏置，可以較好地解決這個問題。

　　5.1具有負偏壓的IR2110驅(qū)動電路

　　電路如圖3所示。高壓側和低壓側的電路完全相同。每個通道分別用了兩只N溝道和兩只P溝道的MOSFET。VD2、C2、R2為VM2的柵極耦合電路，C3、C4、VD3、VD4用于將H0（腳7）輸出的單極性的驅(qū)動信號轉(zhuǎn)換為負的直流電壓。當VCC=15V時，C4兩端可獲得約10V的負壓。

　　5.2簡單負偏壓IR2110驅(qū)動電路

　　電路如圖4所示。高壓側的負偏壓由C1，VD1，R1產(chǎn)生，R1的平均電流應不小于1mA。不同的HV可選擇不同的電阻值，并適當考慮其功耗。低壓側由VCC，R2，C2，VD2產(chǎn)生。兩路負偏置約為－4.7V。可選擇小電流的齊納二極管。

　　在圖3所示電路中，VM1～VM4如選擇合適的MOSFET，也能同時達到擴展電流的目的，收到產(chǎn)生負偏置和擴展電流二合一的功能。

　　6、應用實例

　　一臺2kW，三相400Hz，115V/200V的變頻電源。單相50Hz，220V輸入，逆變橋直流干線HV≈300V，開關頻率fs=13.2kHz。功率模塊為6MBI25L060，用三片IR2110作為驅(qū)動電路，共用一組15V的電源。主電路如圖5所示。控制電路由80C196MC構成的最小系統(tǒng)組成。圖6為IR2110高壓側輸出的驅(qū)動信號，圖7為其中一相的輸出波形。

　　圖5應用實例

　　7、結語

　　IR2110是一種性能比較優(yōu)良的驅(qū)動集成電路。無需擴展可直接用于小功率的變換器中，使電路更加緊湊。在應用中如需擴展，附加硬件成本也不高，空間增加不大。然而其內(nèi)部高側和低側通道分別有欠壓封鎖保護功能，但與其它驅(qū)動集成電路相比，保護功能略顯不足，可以通過其它保護措施加以彌補。