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一文看懂ir2110自舉電容的選擇 - 全文

2018年03月04日 15:20 網(wǎng)絡整理 作者: 用戶評論(0

  1、引言

  在功率變換裝置中,根據(jù)主電路的結構,其功率開關器件一般采用直接驅(qū)動和隔離驅(qū)動兩種方式。采用隔離驅(qū)動方式時需要將多路驅(qū)動電路控制電路、主電路互相隔離,以免引起災難性的后果。隔離驅(qū)動可分為電磁隔離和光電隔離兩種方式。

  光電隔離具有體積小,結構簡單等優(yōu)點,但存在共模抑制能力差,傳輸速度慢的缺點。快速光耦的速度也僅幾十kHz。

  電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件,具有響應速度快(脈沖的前沿和后沿),原副邊的絕緣強度高,dv/dt共模干擾抑制能力強。但信號的最大傳輸寬度受磁飽和特性的限制,因而信號的頂部不易傳輸。而且最大占空比被限制在50%。而且信號的最小寬度又受磁化電流所限。脈沖變壓器體積大,笨重,加工復雜。凡是隔離驅(qū)動方式,每路驅(qū)動都要一組輔助電源,若是三相橋式變換器,則需要六組,而且還要互相懸浮,增加了電路的復雜性。隨著驅(qū)動技術的不斷成熟,已有多種集成厚膜驅(qū)動器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065等等,它們均采用的是光耦隔離,仍受上述缺點的限制。美國IR公司生產(chǎn)的IR2110驅(qū)動器。它兼有光耦隔離(體積小)和電磁隔離(速度快)的優(yōu)點,是中小功率變換裝置中驅(qū)動器件的首選品種。

  2、IR2110內(nèi)部結構和特點

  IR2110采用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS制造工藝,DIP14腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道;懸浮電源采用自舉電路,其高端工作電壓可達500V,dv/dt=±50V/ns,15V下靜態(tài)功耗僅116mW;輸出的電源端(腳3,即功率器件的柵極驅(qū)動電壓)電壓范圍10~20V;邏輯電源電壓范圍(腳9)5~15V,可方便地與TTL,CMOS電平相匹配,而且邏輯電源地和功率地之間允許有±5V的偏移量;工作頻率高,可達500kHz;開通、關斷延遲小,分別為120ns和94ns;圖騰柱輸出峰值電流為2A。

一文看懂ir2110自舉電容的選擇

  IR2110的內(nèi)部功能框圖如圖1所示。由三個部分組成:邏輯輸入,電平平移及輸出保護。如上所述IR2110的特點,可以為裝置的設計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計,可以大大減少驅(qū)動電源的數(shù)目,三相橋式變換器,僅用一組電源即可。

  3、高壓側懸浮驅(qū)動的自舉原理

  IR2110用于驅(qū)動半橋的電路如圖2所示。圖中C1、VD1分別為自舉電容二極管,C2為VCC的濾波電容。假定在S1關斷期間C1已充到足夠的電壓(VC1≈VCC)。當HIN為高電平時VM1開通,VM2關斷,VC1加到S1的門極和發(fā)射極之間,C1通過VM1,Rg1和S1門極柵極電容Cgc1放電,Cgc1被充電。此時VC1可等效為一個電壓源。當HIN為低電平時,VM2開通,VM1斷開,S1柵電荷經(jīng)Rg1、VM2迅速釋放,S1關斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間(td)之后,LIN為高電平,S2開通,VCC經(jīng)VD1,S2給C1充電,迅速為C1補充能量。如此循環(huán)反復。

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  4、自舉元器件的分析與設計

  如圖2所示自舉二極管(VD1)和電容(C1)是IR2110在PWM應用時需要嚴格挑選和設計的元器件,應根據(jù)一定的規(guī)則進行計算分析。在電路實驗時進行一些調(diào)整,使電路工作在最佳狀態(tài)。

  4.1自舉電容的設計

  IGBT和PM(POWERMOSFET)具有相似的門極特性。開通時,需要在極短的時間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后,自舉電容兩端電壓比器件充分導通所需要的電壓(10V,高壓側鎖定電壓為8.7/8.3V)要高;再假定在自舉電容充電路徑上有1.5V的壓降(包括VD1的正向壓降);最后假定有1/2的柵電壓(柵極門檻電壓VTH通常3~5V)因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件,此時對應的自舉電容可用下式表示:C1=(1)

  工程應用則取C1》2Qg/(VCC-10-1.5)。

  例如FUJI50A/600VIGBT充分導通時所需要的柵電荷Qg=250nC(可由特性曲線查得),VCC=15V,那么C1=2×250×10-9/(15-10-1.5)=1.4×10-7F

  可取C1=0.22μF或更大一點的,且耐壓大于35V的鉭電容

  4.2、懸浮驅(qū)動的最寬導通時間ton(max)當最長的導通時間結束時,功率器件的門極電壓Vge仍必須足夠高,即必須滿足式(1)的約束關系。不論PM還是IGBT,因為絕緣門極輸入阻抗比較高,假設柵電容(Cge)充電后,在VCC=15V時有15μA的漏電流(IgQs)從C1中抽取。仍以4.1中設計的參數(shù)為例,Qg=250nC,ΔU=VCC-10-1.5=3.5V,Qavail=ΔU×C=3.5×0.22=0.77μC。則過剩電荷ΔQ=0.77-0.25=0.52μC,ΔUc=ΔQ/C=0.52/0.22=2.36V,可得Uc=10+2.36=12.36V。由U=Uc及柵極輸入阻抗R===1MΩ可求出t(即ton(max)),由===1,可求出

  ton(max)=106×0.22×10-6ln1.236=46.6ms4.3懸浮驅(qū)動的最窄導通時間ton(min)

  在自舉電容的充電路徑上,分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導通時間應保證自舉電容能夠充足夠的電荷,以滿足Cge所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導通時間ton(min)考慮,自舉電容應足夠小。

  綜上所述,在選擇自舉電容大小時應綜合考慮,既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動性能,也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動要求。從功率器件的工作頻率、開關速度、門極特性進行選擇,估算后經(jīng)調(diào)試而定。

  4.3、自舉二極管的選擇

  自舉二極管是一個重要的自舉器件,它應能阻斷直流干線上的高壓,二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損失,應選擇反向漏電流小的快恢復二極管。

  5、IR2110的擴展應用

  單從驅(qū)動PM和IGBT的角度考慮,均不需要柵極負偏置。Vge=0,完全可以保證器件正常關斷。但在有些情況下,負偏置是必要的。這是因為當器件關斷時,其集電極-發(fā)射極之間的dv/dt過高時,將通過集電極-柵極之間的(密勒)電容以尖脈沖的形式向柵極饋送電荷,使柵極電壓升高,而PM,IGBT的門檻電壓通常是3~5V左右,一旦尖脈沖的高度和寬度達到一定的水平,功率器件將會誤導通,造成災難性的后果。而采用柵極負偏置,可以較好地解決這個問題。

  5.1具有負偏壓的IR2110驅(qū)動電路

  電路如圖3所示。高壓側和低壓側的電路完全相同。每個通道分別用了兩只N溝道和兩只P溝道的MOSFET。VD2、C2、R2為VM2的柵極耦合電路,C3、C4、VD3、VD4用于將H0(腳7)輸出的單極性的驅(qū)動信號轉(zhuǎn)換為負的直流電壓。當VCC=15V時,C4兩端可獲得約10V的負壓。

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  5.2簡單負偏壓IR2110驅(qū)動電路

  電路如圖4所示。高壓側的負偏壓由C1,VD1,R1產(chǎn)生,R1的平均電流應不小于1mA。不同的HV可選擇不同的電阻值,并適當考慮其功耗。低壓側由VCC,R2,C2,VD2產(chǎn)生。兩路負偏置約為-4.7V。可選擇小電流的齊納二極管。

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  在圖3所示電路中,VM1~VM4如選擇合適的MOSFET,也能同時達到擴展電流的目的,收到產(chǎn)生負偏置和擴展電流二合一的功能。

  6、應用實例

  一臺2kW,三相400Hz,115V/200V的變頻電源。單相50Hz,220V輸入,逆變橋直流干線HV≈300V,開關頻率fs=13.2kHz。功率模塊為6MBI25L060,用三片IR2110作為驅(qū)動電路,共用一組15V的電源。主電路如圖5所示。控制電路由80C196MC構成的最小系統(tǒng)組成。圖6為IR2110高壓側輸出的驅(qū)動信號,圖7為其中一相的輸出波形。

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  圖5應用實例
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  7、結語

  IR2110是一種性能比較優(yōu)良的驅(qū)動集成電路。無需擴展可直接用于小功率的變換器中,使電路更加緊湊。在應用中如需擴展,附加硬件成本也不高,空間增加不大。然而其內(nèi)部高側和低側通道分別有欠壓封鎖保護功能,但與其它驅(qū)動集成電路相比,保護功能略顯不足,可以通過其它保護措施加以彌補。

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