mos管簡介

　　mos管是金屬（metal）—氧化物（oxide）—半導體（semiconductor）場效應晶體管，或者稱是金屬—絕緣體（insulator）—半導體。MOS管的source和drain是可以對調的，他們都是在P型backgate中形成的N型區。在多數情況下，這個兩個區是一樣的，即使兩端對調也不會影響器件的性能。這樣的器件被認為是對稱的。

　　雙極型晶體管把輸入端電流的微小變化放大后，在輸出端輸出一個大的電流變化。雙極型晶體管的增益就定義為輸出輸入電流之比（beta）。另一種晶體管，叫做場效應管（FET），把輸入電壓的變化轉化為輸出電流的變化。FET的增益等于它的transconductance，定義為輸出電流的變化和輸入電壓變化之比。市面上常有的一般為N溝道和P溝道，詳情參考右側圖片（N溝道耗盡型MOS管）。而P溝道常見的為低壓mos管。

　　mos管主要參數

　　1.開啟電壓VT

　　·開啟電壓（又稱閾值電壓）：使得源極S和漏極D之間開始形成導電溝道所需的柵極電壓；

　　·標準的N溝道MOS管，VT約為3～6V；

　　·通過工藝上的改進，可以使MOS管的VT值降到2～3V。

　　2.直流輸入電阻RGS

　　·即在柵源極之間加的電壓與柵極電流之比

　　·這一特性有時以流過柵極的柵流表示

　　·MOS管的RGS可以很容易地超過1010Ω。

　　3.漏源擊穿電壓BVDS

　　·在VGS=0（增強型）的條件下，在增加漏源電壓過程中使ID開始劇增時的VDS稱為漏源擊穿電壓BVDS

　　·ID劇增的原因有下列兩個方面：

　　（1）漏極附近耗盡層的雪崩擊穿

　　（2）漏源極間的穿通擊穿

　　·有些MOS管中，其溝道長度較短，不斷增加VDS會使漏區的耗盡層一直擴展到源區，使溝道長度為零，即產生漏源間的穿通，穿通后，源區中的多數載流子，將直接受耗盡層電場的吸引，到達漏區，產生大的ID

　　4.柵源擊穿電壓BVGS

　　·在增加柵源電壓過程中，使柵極電流IG由零開始劇增時的VGS，稱為柵源擊穿電壓BVGS。

　　5.低頻跨導gm

　　·在VDS為某一固定數值的條件下，漏極電流的微變量和引起這個變化的柵源電壓微變量之比稱為跨導

　　·gm反映了柵源電壓對漏極電流的控制能力

　　·是表征MOS管放大能力的一個重要參數

　　·一般在十分之幾至幾mA/V的范圍內

　　6.導通電阻RON

　　·導通電阻RON說明了VDS對ID的影響，是漏極特性某一點切線的斜率的倒數

　　·在飽和區，ID幾乎不隨VDS改變，RON的數值很大，一般在幾十千歐到幾百千歐之間

　　·由于在數字電路中，MOS管導通時經常工作在VDS=0的狀態下，所以這時的導通電阻RON可用原點的RON來近似

　　·對一般的MOS管而言，RON的數值在幾百歐以內

　　7.極間電容

　　·三個電極之間都存在著極間電容：柵源電容CGS、柵漏電容CGD和漏源電容CDS

　　·CGS和CGD約為1～3pF

　　·CDS約在0.1～1pF之間

　　8.低頻噪聲系數NF

　　·噪聲是由管子內部載流子運動的不規則性所引起的

　　·由于它的存在，就使一個放大器即便在沒有信號輸人時，在輸出端也出現不規則的電壓或電流變化

　　·噪聲性能的大小通常用噪聲系數NF來表示，它的單位為分貝（dB）

　　·這個數值越小，代表管子所產生的噪聲越小

　　·低頻噪聲系數是在低頻范圍內測出的噪聲系數

　　·場效應管的噪聲系數約為幾個分貝，它比雙極性三極管的要小

　　ir2110驅動mos管詳解

　　一、電機驅動模塊設計

　　1、H橋工作原理及驅動分析

　　要控制電機的正反轉，需要給電機提供正反向電壓，這就需要四路開關去控制電機兩個輸入端的電壓。H橋驅動原理等效原理圖圖如圖3-5所示，當開關S1和S3閉合時，電流從電機左端流向電機的右端，設此時的旋轉方向為正向；當開關S2和S4閉合時，電流從電機右端流向電機左端，電機沿反方向旋轉。

　　常用可以作為H橋的電子開關器件有繼電器，三極管，MOS管，IGBT管等。普通繼電器屬機械器件，開關次數有限，開關頻率上限一般在30HZ左右，而且繼電器內部為感性負載，對電路的干擾比較大，但繼電器可以把控制部分與被控制部分分開，實現由小信號控制大信號，所以高壓控制中一般會用到繼電器。三極管屬于電流驅動型器件，設基極電流為IB，集電極電流為IC，三極管的放大系數為β，電源電壓VCC，集電極偏置電阻RC，如果IB*β》=IC，則三極管處于飽和狀態，可以當作開關使用，集電極飽和電流IC=VCC/RC，由此可見集電極的輸出電流受到RC的限制，不適合應用于電流要求較高的場合。MOS管屬于電壓驅動型器件，對于NMOS來說，只要VDS≥VGS-VT即可實現NMOS的飽和導通，MOS管開啟與關斷的能量損失僅是對柵極和源極之間的寄生電容的充放電，對MOS管驅動端要求不高，同時MOS端可以做到很大的電流輸出，因此一般用于需要大電流的場所。IGBT則是結合了三極管和MOS管的優點制造的器件，一般用于高壓控制電路中。綜合考慮，本設計選用了4只NMOS管IRF3205組成H橋，其具有導通電阻RDS小，官方數據手冊顯示僅為8.0毫歐，電流ID可以達到110A等優點。NMOS組成的H橋模型如圖3-6所示。

　　結合圖3-6來分析討論H的驅動問題。首先分析由Q1和Q4組成的通路，當Q1和Q4關斷時，F點的電位處于“懸浮”狀態，即不確定電位，Q2和Q3也關斷。在打開Q4之前，先打開Q1，給Q1的G極12V的電壓，由于F點“懸浮”狀態，則F點可以是任何電平，不能保證前面說的柵極電壓高于源極電壓，這樣可能導致Q1打開失敗；在打開Q4之后，嘗試打開Q1，在Q1打開之前，F點為低電位，給Q1的G極加上12V電壓，Q1打開，由于Q1飽和導通，F點的電平等于電源電壓，此時Q1的G極電壓小于Q1的S極電壓，Q1關斷，Q1打開失敗。Q2和Q3的情況與Q1和Q4相似。要打開由NMOS構成的H橋的上管，必須處理好F點（也就是上管的S極）的“懸浮”問題。由于NMOS的S極一般接地，所有構成H橋的上管S極稱為“浮地”。要使上管NMOS飽和打開，必須使上管的G極相對于浮地有10-15V的電壓差，所以本設計采用IR2110懸浮驅動NMOS管方案，可以有效的解決上管的S極的“懸浮”問題［1］。3.3.2前級PWM信號和方向控制信號邏輯處理電路設計分析

　　由于H橋控制MOS管的開關需要4路控制信號，對于由NMOS管組成H橋的一側而言，一般情況下，上下兩管共用一個控制信號，并且其中一只NMOS管的控制信號是將共用的控制信號反向得到的，如圖3-7所示，74HC14的作用是將輸入的控制信號反向作為下管的控制信號，從而保證上下兩個MOS管不會同時導通，那么對于一個完整的H橋就要2路PWM信號來控制電機的速度和正反轉，而且兩路PWM信號還必須保證同步且極性相反，對于低端單片機而言這一點不是很容易做到。

　　2、前級PWM信號和方向控制信號邏輯處理電路設計分析

　　由于H橋控制MOS管的開關需要4路控制信號，對于由NMOS管組成H橋的一側而言，一般情況下，上下兩管共用一個控制信號，并且其中一只NMOS管的控制信號是將共用的控制信號反向得到的，如圖3-7所示，74HC14的作用是將輸入的控制信號反向作為下管的控制信號，從而保證上下兩個MOS管不會同時導通，那么對于一個完整的H橋就要2路PWM信號來控制電機的速度和正反轉，而且兩路PWM信號還必須保證同步且極性相反，對于低端單片機而言這一點不是很容易做到。

　　本設計在上面所述的思想上做了改進和延伸，通過一路PWM信號、一路DIR方向控制信號、74HC00、74HC08數字芯片，實現四路控制信號的輸出，上下兩管的邏輯控制信號具有有互鎖保護功能，從而保證同側橋臂的上下NMOS管不會同時導通造成能量浪費甚至燒毀MOS管和電源。如圖3-8所示，HIN1、LIN1、HIN2、LIN2分別為兩側上下管的控制信號，HIN1、LIN1不能同時為1，HIN2、LIN2不能同時為1。DIR=1時，電機正轉，DIR=0時，電機反轉。當DIR=1正轉時，LIN2恒為1，圖3-9中Q3始終導通，HIN1、LIN1通過PWM控制導通時間調節轉速，當DIR=0反轉時，LIN1恒為1，圖3-9中Q4始終導通，HIN2、LIN2通過PWM控制導通時間調節轉速。DIR=0或1，兩橋臂下管始終導通，這也為自舉電容的快速充電提增加了一條回路，也就是說不管是正轉還是反轉，當上管關閉時兩側下管可同時提供充電回路，而不是單側的下管，因為電機阻抗的存在，起主要充電作用的還是單側的下管。當PWMZ占空比為0時，LIN1、LIN2都為1時，兩側下管同時導通將電機兩端接地，這樣可以實現電機快速制動。當DIR=1時，HIN、LIN控制信號仿真圖和實際波形分別如圖3-10和圖3-11所示。

　　3、IR2110介紹及懸浮驅動電路設計分析

　　IR2110是美國IR推出的大功率MOSFET和IGBT專用驅動集成電路，已在電源變換、馬達調速等功率驅動領域中獲得了廣泛的應用。該電路芯片體積小，集成度高，響應快，偏值電壓高，驅動能力強，內設欠壓封鎖，而且其成本低，易于調試，并設有外部保護封鎖端口。尤其是上管驅動采用外部自舉電容上電，使得驅動電源數目較其他驅動IC大大減小。對于4管構成的H橋電路，采用2片IR2110驅動2個橋臂，僅需要一路10-20V電源。

　　如圖3-12所示為一側橋臂懸浮自舉電路，兩側對稱電路見附錄。C13為自舉電容，當低壓輸出端打開（LIN=1）、高壓輸出端關閉（HIN=0）時，低壓側12V電源電壓經D3、C13、負載、Q4和另一側Q3給C13充電，當低壓輸出端關閉（LIN=0）、高壓輸出端打開（HIN=1）時，Q2管的柵極靠C13上足夠的儲能來驅動，從而在邏輯信號的控制下循環往復，從而實現NMOS管的懸浮自舉驅動。若負載阻抗較大，自舉電容經負載降壓充電較慢，使得Q4關斷、Q2開通時，自舉電容上的電壓仍充電達不到自舉電壓8．3V以上時，輸出驅動信號會因欠壓被邏輯封鎖，Q2就無法正常工作。所以，要么選用小容量電容，以提高充電電壓；要么為自舉電容提供快速充電通路。

　　由于Q4每開關一次，C13就通過Q4充電一次，因此自舉電容C13的充電還與輸入信號HIN、LIN的PWM脈沖頻率和占空比有關，當PWM工作頻率過低時，若Q2導通脈寬較窄，自舉電壓8．3V容易滿足；反之無法實現自舉。因此要合理設置PWM開關頻率和占空比調節范圍，并且PWM的占空比不能達到100%，否則無法給自舉電容充電，也就無法自舉驅動。通過實驗自舉電容和自舉二極管的選擇應考慮以下幾點：

　　（1）自舉電容的選擇與PWM的頻率有關，頻率高，自舉電容應該選擇小一點的；

　　（2）自舉電容的種類最好是鉭電容，本設計選用的是1uF的鉭電容和一只0.1uF的獨石電容并聯；

　　（3）盡量使自舉回路上不經過大阻抗負載，這樣就要為自舉電容充電提供快速充電通路；

　　（4）對于占空比調節較大的場合，特別是在高占空比時，Q4開通時間較短，自舉電容應該選擇小點的；

　　（5）自舉二極管能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損失，應選用漏電流小的快恢復二極管（高頻），本設計選用的是IN4148。

　　由于驅動器和MOSFET柵極之間的引線、地回路的引線等所產生的電感，以及IC和FET內部的寄生電感，在開啟時會在MOSFET柵極出現振鈴現象，一方面增加MOSFET的開關損耗，同時EMC方面不好控制。在MOSFET的柵極和驅動IC的輸出之間串聯一個電阻，如圖3-12中R6、R8，這個電阻稱為“柵極電阻”，其作用是調節MOSFET的開關速度，減少柵極出現的振鈴現象，減小EMI，也可以對柵極電容充放電起限流作用。該電阻的引入減慢了MOS管的開關速度，但卻能減少EMI，使柵極穩定。同時MOS管的關斷時間要比開啟時間慢（開啟充電，關斷放電），因此就要改變MOS管的關斷速度，可以在柵極電阻上反向并聯一個二極管，如圖3-12中D5、D7，當MOS管關斷時，二極管導通，將柵極電阻短路從而減少放電時間，使MOS管實現快速放電，確保上下橋臂MOS管不會同時導通。

　　因電機是感性負載，在H橋的輸出端、正極到電機外殼、負極到電機外殼分別接一個0.1uF的小電容，可以起到換向時消除火花的作用保護電機。同時在局部供電部分加一個去藕電容以保證電源穩定，如圖3-12中C7。

　　驅動模塊在設計時除考慮到做電機驅動用，還可以擴展應用為直流數控電源，如圖3-12所示，做電機驅動時電感L1用導線短接，C15、C17、R10、R11空缺不管，當做直流數控電源電感L1、C15、C17組成LC濾波電路，對脈沖信號進行濾波，同時電感L1還起著續流儲能作用，R10、R11構成反饋回路，將實時電壓信號反饋給MCU，MCU再控制PWM信號的輸出，這樣可以實現閉環的數控電源。

　　二、系統電源電路設計分析

　　本系統所需的電源有5V、12V、16V，其中5V用于單片機、液晶、驅動芯片，12V用于IR2110S驅動芯片的低端電源電壓，16V是電機驅動電源，整個系統采用16V供電。5V和12V分別采用78M05和78M12三端穩壓芯片經過16V穩壓提供。78MXX三端穩壓集成芯片芯片采用TO-252DPAK封裝，最大輸出電流500mA，滿足系統要求。78MXX最大輸入電壓35V，具有過流過熱短路保護功能。由于5V由16V穩壓得到，壓差較大△U=16-5=11V，假如系統5V電源輸出電流I≈300mA，將會導致大量的能量浪費，△P=△U*I≈3.3W，所以為降低能量損耗，保護穩壓芯片延長使用壽命，本設計將驅動電路5V電源和單片機及LCD顯示部分5V電源分開，分別用一片78M05供電，同時取消LCD背光功能，以減小電流降低功耗。電源模塊電路原理圖如圖3-13所示。