摘要：隨著接收機(jī)數(shù)字化程度的提高，模擬信號(hào)至數(shù)字域的轉(zhuǎn)換成為提高通信設(shè)備動(dòng)態(tài)性能的關(guān)鍵。本文詳細(xì)討論了為通信設(shè)備選擇適當(dāng)?shù)男盘?hào)調(diào)理及轉(zhuǎn)換器件時(shí)需要考慮的關(guān)鍵參數(shù)。

概述

長(zhǎng)期以來, 得到無線通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員認(rèn)可的理想數(shù)字接收機(jī)的信號(hào)鏈路是：天線、濾波器、低噪聲放大器(LNA)、ADC、數(shù)字解調(diào)和信號(hào)處理電路。雖然實(shí)現(xiàn)這個(gè)理想的數(shù)字接收機(jī)架構(gòu)還要若干年的時(shí)間， 但是， 用于射頻前端的ADC的性能越來越高，通信接收機(jī)正在逐漸消除頻率變換電路。從發(fā)展趨勢(shì)看，接收機(jī)的一些中間處理級(jí)會(huì)被逐步消除掉， 但ADC前端的緩沖放大級(jí)卻是接收機(jī)中相當(dāng)重要的環(huán)節(jié)， 它是保證ADC達(dá)到預(yù)期指標(biāo)的關(guān)鍵。

信號(hào)鏈路的緩沖放大器是包括混頻器、濾波器及其它放大器的功能模塊的一部分， 它必須作為一個(gè)獨(dú)立器件考察其噪聲系數(shù)、增益和截點(diǎn)指標(biāo)。給一個(gè)既定的ADC選擇合適的緩沖放大器， 可以在不犧牲總的無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)的前提下改善接收機(jī)的靈敏度。

定義動(dòng)態(tài)范圍

接收靈敏度是系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍的一部分， 它定義為能夠使接收機(jī)成功恢復(fù)發(fā)射信息的最小接收信號(hào)電平，動(dòng)態(tài)范圍的上限是系統(tǒng)可以處理的最大信號(hào)，通常由三階截點(diǎn)(IP3)決定， 對(duì)應(yīng)于接收機(jī)前端出現(xiàn)過載或飽和而進(jìn)入限幅狀態(tài)的工作點(diǎn)。當(dāng)然， 動(dòng)態(tài)范圍也需要折衷考慮， 較高的靈敏度要求低噪聲系數(shù)和高增益，不幸的是， 具有30dB或者更高增益、噪聲系數(shù)低于2dB的LNA其三階截點(diǎn)會(huì)受到限制， 常常只有+10dBm到+15dBm。由此可見，高靈敏度的放大器有可能在接收前端信號(hào)處理鏈路中成為阻塞強(qiáng)信號(hào)的瓶頸。

在接收機(jī)的前端加入ADC后， 對(duì)動(dòng)態(tài)范圍的折衷處理變得更加復(fù)雜。引入具有數(shù)字控制的新型線性放大器作為緩沖器， 能夠在擴(kuò)展動(dòng)態(tài)范圍的同時(shí)提高接收機(jī)的整體性能。

為了理解緩沖放大器在高速ADC中的作用，我們需要了解一下每個(gè)部件的基本參數(shù)及其對(duì)接收機(jī)性能的影響。傳統(tǒng)的接收機(jī)前端一般采用多級(jí)頻率變換， 將來自天線的高頻信號(hào)解調(diào)到中頻， 然后再作進(jìn)一步處理。通常，信號(hào)鏈路會(huì)將射頻輸入轉(zhuǎn)換到第一中頻：70MHz或140MHz， 然后再轉(zhuǎn)換到第二中頻：10MHz， 甚至進(jìn)一步轉(zhuǎn)換至第三中頻：455kHz。這種多級(jí)變頻的超外差接收機(jī)架構(gòu)的應(yīng)用仍然很廣泛， 但考慮到現(xiàn)代通信系統(tǒng)所面臨的降低成本、縮小尺寸的壓力， 設(shè)計(jì)人員不得不盡一切可能去除中間變頻電路，長(zhǎng)期以來，軍品設(shè)計(jì)人員也一直都在探索實(shí)現(xiàn)全數(shù)字化接收機(jī)的解決方案，用ADC直接數(shù)字化來自天線和濾波器組的射頻信號(hào)。

近幾年， ADC的性能指標(biāo)得到了飛速提高， 但還沒有達(dá)到可以支持全數(shù)字化軍用接收機(jī)的水平。盡管如此， 商用接收機(jī)的設(shè)計(jì)已經(jīng)從三級(jí)或更多級(jí)的變頻架構(gòu)簡(jiǎn)化到一次變頻架構(gòu)。減少頻率變換級(jí)意味著ADC輸入將是較高中頻的信號(hào)， 需要ADC和緩沖放大器具有更寬的頻帶。

對(duì)ADC分辨率的要求取決于具體的接收機(jī)，對(duì)于一些軍用設(shè)備， 例如有源接收機(jī)， 10位分辨率即可滿足要求。對(duì)于當(dāng)前和正在興起的商用通信接收機(jī)， 比如3G、4G蜂窩系統(tǒng)， 為了降低經(jīng)過復(fù)雜的相位和幅度調(diào)制的波形的量化誤差， 需要ADC具有更高的分辨率。對(duì)于多載波接收機(jī)， 通常需要14位甚至更高的分辨率， 同時(shí)也要足夠的帶寬來處理整個(gè)中頻頻帶的信號(hào)。

如果一個(gè)接收機(jī)架構(gòu)已具備高速、高分辨率ADC， 那么關(guān)系到靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍的其它關(guān)鍵參數(shù)是什么呢？ADC常用無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)作為其關(guān)鍵指標(biāo)， SFDR定義為輸入信號(hào)的基波幅度與指定頻譜內(nèi)最大失真分量均方根的比(RMS)。如輸入電壓幅度超出了所允許的最大值， 采樣輸出波形將出現(xiàn)削波和失真。當(dāng)輸入信號(hào)低于推薦的最小輸入值時(shí)， 則不能有效利用ADC的分辨率， 一個(gè)14位的ADC可能僅僅表現(xiàn)出了10位或12位器件的性能。

對(duì)于一個(gè)給定的ADC， 正弦波的最大輸入電壓(VMAX)可以由下式計(jì)算1：

2VMAX = 2bQ或VMAX = 2b-1Q

其中， b是ADC的分辨率，Q是每位量化電平的電壓。

對(duì)應(yīng)于最大電壓的正弦波功率是1：

PMAX = V2MAX/2 = [22(b-1)Q2]/2 = 22bQ2/8 最小電壓是對(duì)應(yīng)1 LSB的幅度， 可以由下式計(jì)算：

2VMIN = Q

對(duì)應(yīng)功率為：

PMIN = V2MIN/2 = Q2/8

動(dòng)態(tài)范圍(DR)可以簡(jiǎn)單地由下式計(jì)算：

DR = PMAX/PMIN = 22b

或采用對(duì)數(shù)形式表示：

DR = 20log(PMAX/PMIN) = 20b log(2) = 6b (dB)

每比特6dB。

要得到一個(gè)ADC的SFDR， 可以測(cè)量ADC的滿量程正弦信號(hào)， 利用一個(gè)高精度DAC和頻譜分析儀測(cè)試ADC的輸出， 并且比較輸出信號(hào)的最大基波成分與最大失真信號(hào)的電平。需要注意DAC的動(dòng)態(tài)范圍一定要遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于ADC的動(dòng)態(tài)范圍， 否則， DAC的動(dòng)態(tài)范圍會(huì)制約ADC SFDR指標(biāo)的測(cè)試。

目前，高速ADC的SFDR指標(biāo)可以達(dá)到80到90dBc，通過給ADC輸入一個(gè)單音或雙音信號(hào)可以測(cè)得該項(xiàng)指標(biāo)。對(duì)于雙音信號(hào)的性能分析， 雙音信號(hào)可以在共同中頻中心頻率兩側(cè)選擇，頻率間隔1MHz， 比如對(duì)于140MHz的中頻， 雙音頻點(diǎn)選擇為139.5MHz和140.5MHz。

包括ADC在內(nèi)的接收靈敏度是噪聲的函數(shù)， 而噪聲電平本身又是帶寬的函數(shù)。降低噪聲可以提高接收機(jī)的靈敏度。而有些噪聲是不可避免的，如：熱噪聲。ADC的噪聲底由熱噪聲和量化噪聲決定， 這些噪聲限制了ADC的靈敏度。量化噪聲本質(zhì)上講是模數(shù)轉(zhuǎn)換器的LSB的不確定性。一般來說， ADC的噪底就是所允許的最低輸入信號(hào)。

作為接收機(jī)， 不僅僅通過SFDR來表現(xiàn)ADC的特性， 滿量程噪聲比和信噪比(SNR)也很重要，ADC的最大SNR是其分辨率(位)的函數(shù)(b)：

SNR = (1.76 + 6.02b) dB

實(shí)際上，ADC的SNR是滿量程模擬輸入(FS)的均方根(RMS)與量化噪聲均方值的比(圖1)。關(guān)于ADC SNR的這兩個(gè)分量定義如下：正弦波的RMS是其峰值的一半除以2的平方根，量化誤差是模擬波形與其量化后恢復(fù)信號(hào)的差， 包含由于-1/2 LSB至+1/2 LSB之間的不確定性產(chǎn)生的誤差。將ADC的采樣速率增加一倍， 噪聲將分布到兩倍于前期帶寬的頻段內(nèi)， 有效噪聲系數(shù)會(huì)降低3dB。確定ADC的SNR的最好方法是用一個(gè)精確的接收機(jī)和經(jīng)過校準(zhǔn)的噪聲源進(jìn)行測(cè)量，測(cè)量須考慮時(shí)鐘抖動(dòng)和其它噪聲源， 從而獲得實(shí)際的SNR值。SINAD， 信號(hào)與噪聲+失真比，在SNR評(píng)估中考慮了失真效應(yīng)。


圖1. MAX12559在96MHz時(shí)鐘頻率、-1dBFS輸入時(shí)， SNR和SINAD與輸入頻率的對(duì)應(yīng)關(guān)系曲線。

還可以用有效位數(shù)(ENOB)替代SINAD， 用于指示一個(gè)給定輸入頻率和采樣率的ADC的精度。它實(shí)際上是模數(shù)轉(zhuǎn)換器測(cè)量到的均方根誤差和理想的均方根誤差之比，ENOB通常取決于應(yīng)用中輸入正弦信號(hào)的幅度和頻率。這個(gè)指標(biāo)用來比較ADC所產(chǎn)生的均方根噪聲和同樣條件下理想ADC的均方根量化噪聲，舉例來說， ENOB為12位的14位ADC所產(chǎn)生的均方根噪聲，與一個(gè)同樣條件下理想的12位ADC (具有滿量程或接近滿量程的輸入信號(hào))所產(chǎn)生的均方根噪聲一樣.

ENOB = (SINAD - 1.76)/6.02

總諧波失真(THD)是在信號(hào)傅立葉頻譜上的所有諧波的均方根之和，前三項(xiàng)諧波集中了絕大部分的信號(hào)能量，對(duì)于通信系統(tǒng)來說， THD通常比靜態(tài)下的直流線性度更重要。大多數(shù)廠商給出的器件參數(shù)中包含了前4次，甚至前9次諧波的數(shù)據(jù)。

MAX12599是一款Maxim推出的新型雙通道ADC (圖2)，它在單一芯片上集成了2路14位ADC， 每路ADC的采樣速率可以達(dá)到96Msps，可以采集中頻和350MHz基帶信號(hào)。這款雙通道ADC具有內(nèi)部采樣/保持放大器和差分輸入，對(duì)于175MHz的輸入， 它可以獲得79.8dBc的無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)、71.9dB的典型信噪比(SNR)和70.9dB的SINAD (圖3)，總諧波失真(THD)為-77.9dBc。這款A(yù)DC工作在3.3V，僅消耗980mW的模擬電源功耗。


圖2. MAX12559包含兩路14位ADC，每路轉(zhuǎn)換器能夠以96Msps的采樣率采集MAX350MHz的IF和基帶信號(hào)。


圖3. MAX12559 ADC的SNR和SINAD在不同的時(shí)鐘速率下非常平坦，70MHz輸入信號(hào)下測(cè)試得到的電平幅度為-1dBFS。

靈活的基準(zhǔn)架構(gòu)允許器件采用內(nèi)置2.048V帶隙基準(zhǔn)或外部基準(zhǔn)， 并且允許兩個(gè)ADC共用同一基準(zhǔn)。可利用基準(zhǔn)電路在±0.35V到±1.15V范圍內(nèi)調(diào)整滿量程輸入，MAX12599支持單端或差分時(shí)鐘輸入， 用戶可選擇2分頻和4分頻模式，簡(jiǎn)化了時(shí)鐘源的選擇。

緩沖器的選擇

在為MAX12559或類似的在現(xiàn)代通信接收機(jī)中的高速ADC選擇緩沖放大器時(shí)，需要考慮一個(gè)因素。理想情況下， 緩沖放大器需要具有與ADC相同的帶寬或更寬的帶寬，MAX12559的帶寬是750MHz， 至少需要滿足被采樣信號(hào)的帶寬要求。ADC緩沖放大器一般按照頻域特性定義指標(biāo)， 而普通的運(yùn)算放大器規(guī)定建立時(shí)間和擺率指標(biāo)。無論緩沖放大器如何定義指標(biāo)， 它必須具備ADC輸入所需要的瞬態(tài)響應(yīng)能力， 使輸入波形的削波或失真不會(huì)大于ADC的1 LSB。

在接收機(jī)前端， 緩沖放大器的噪聲系數(shù)也有影響，但不占主導(dǎo)地位。在信號(hào)鏈路中， 第一級(jí)放大器對(duì)接收機(jī)噪聲系數(shù)影響最大; 通常， 具有最低噪聲系數(shù)的放大器放在信號(hào)鏈路的最前端。因此， 低噪聲系數(shù)的緩沖放大器有助于改善整個(gè)接收機(jī)的噪聲系數(shù)指標(biāo)， 但對(duì)緩沖器的噪聲系數(shù)要求不像第一級(jí)放大器那樣嚴(yán)格。如果接收機(jī)第一級(jí)低噪聲放大器具有2dB或更低的噪聲系數(shù)， 對(duì)于緩沖放大器來說， 6dB到7dB的噪聲系數(shù)將會(huì)對(duì)接收機(jī)鏈路產(chǎn)生最小的影響。

緩沖放大器應(yīng)該提供足夠的增益， 以確保送到ADC的信號(hào)接近于滿量程輸入電壓，同時(shí)，還要很好地控制頻率響應(yīng)特性，增益平坦度應(yīng)該保持在ADC的一個(gè)LSB之內(nèi)。對(duì)于高分辨率(14位或更高) ADC， 要求緩沖放大器在整個(gè)有效帶寬內(nèi)具有±0.5dB的增益平坦度。緩沖放大器應(yīng)該按照輸出電壓和截點(diǎn)指標(biāo)提供良好的線性度，例如， 緩沖放大器必須至少提供和ADC的輸入要求一致出輸出，線性度應(yīng)優(yōu)于ADC的線性度， 以避免降低ADC的SFDR指標(biāo)。

考慮緩沖放大器和ADC相位誤差對(duì)雜散特性的影響時(shí)， 可以由下式計(jì)算：

SFDR系統(tǒng) = -20log{10exp[(-SFDR ADC)/20] + 10exp[(-SFDR緩沖器)/20]} (dBc)

緩沖放大器的源阻抗要足夠低， 以保證與ADC輸入阻抗的隔離， 并為ADC輸入驅(qū)動(dòng)提供足夠的功率。為了避免額外的轉(zhuǎn)換誤差，還要求緩沖器的高頻輸出阻抗盡可能低，總之，緩沖放大器的輸出阻抗會(huì)對(duì)ADC的交流特性， 特別是總的諧波失真(THD)產(chǎn)生直接影響。

對(duì)于開關(guān)電容ADC， 轉(zhuǎn)換器可能會(huì)在每次轉(zhuǎn)換結(jié)束時(shí)吸收少量輸入電流。采用這類ADC時(shí)， 緩沖放大器還要有足夠快的瞬態(tài)響應(yīng)能力，以避免轉(zhuǎn)換誤差。倘若緩沖器的瞬態(tài)響應(yīng)足夠快， 帶寬高于100MHz (10ns的上升時(shí)間)， 誤差會(huì)最小。當(dāng)緩沖器的瞬態(tài)響應(yīng)不夠快時(shí)， 可以根據(jù)接收機(jī)的要求在其輸出加一個(gè)RC濾波器來限制輸入帶寬， 同時(shí)提供額外的電容以消除ADC的瞬態(tài)影響，濾波電容要大于ADC的輸入電容。

Maxim的MAX2055、MAX2027可用作MAX12559的緩沖放大器，MAX2055是一個(gè)帶寬在30MHz至300MHz的數(shù)控可變?cè)鲆娣糯笃?/u>(圖4)。它具有單端輸入和差分輸出， 便于配合差分輸入ADC使用，緩沖放大器內(nèi)部集成了數(shù)控衰減器和高線性度放大器以及單端至差分轉(zhuǎn)換器， 不需要外部轉(zhuǎn)換或額外的放大電路。MAX2055的內(nèi)置衰減器提供23dB的衰減范圍，精度為±0.2dB， 可以實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)增益調(diào)節(jié)或通道增益設(shè)定(圖5)。設(shè)置在最大增益時(shí)，具有6dB的噪聲系數(shù)(圖6)， 并且在所有增益設(shè)置下都具有+40dBm的輸出三階截點(diǎn)(OIP3) (圖7)。1dB壓縮點(diǎn)的最大輸出功率是+24dBm， 具有-76dBc的二次諧波(HD2)和-69dBc的三次諧波(HD3)。

MAX2027還具備DVGA功能，但為單端器件，可調(diào)節(jié)增益范圍：-8dB至+15dB，調(diào)節(jié)級(jí)差為1dB，信號(hào)帶寬為50MHz至400MHz。最大增益設(shè)置時(shí)噪聲系數(shù)為4.7dB，在任何增益設(shè)置點(diǎn)具有+35dBm的OIP3，衰減精度保持在±0.05dB。


圖4. MAX2055緩沖放大器包括數(shù)控衰減器、單端至差分放大器，為高速ADC提供靈活的接口。


圖5. MAX2055內(nèi)部衰減器精確的幅度控制非常適合用于差分ADC的增益級(jí)電路。


圖6. MAX2055緩沖放大器在其最大增益處具有最低噪聲。


圖7. MAX2055對(duì)于所有增益設(shè)置可以將 OIP3提高+40dBm。