蜂窩基站接收機需要在有較高阻塞/干擾信號的情況下接收天線端微弱的有用信號。干擾信號通常會被濾波器濾除，但濾波是在第一級下變頻后的中頻(IF)階段進行的。因此，中頻濾波器之前的LNA與混頻器必須具有較高的線性度(IP3)和低噪聲系數(NF)。

圖1給出了一個典型的基站接收機架構的簡化框圖。接收機從天線開始，然后是高Q值調諧濾波器單元，低噪放位于天線附近。通過同軸線纜將接收到的信號連接到收發信機，收發信機單元由低噪放、低噪聲混頻器、聲表濾波器以及中頻放大器構成，最后是模/數轉換器(ADC)。第一級混頻器將信號下變頻至70MHz至100MHz (CDMA 800/GSM 900)或200MHz至300MHz (GSM 1800/GSM 1900/UMTS)。

圖1. 蜂窩基站接收機的基本框圖

通常使用本振驅動電平大于17dBm的無源平衡二極管混頻器來滿足對混頻器線性度和噪聲的要求(圖2)。這些基站混頻器由分立元件或混合集成電路構成，本振驅動由外部特性阻抗為50Ω的緩沖放大器實現。因此，在信號注入混頻器之前增加濾波器，濾除本振殘余相噪是可行的。選擇IC方案時，必須謹慎考慮本振驅動的噪聲，以滿足系統要求。在芯片的輸入端口通過濾波將本振電平噪聲限制到kT，本振緩沖放大器將使本振相噪劣化。當存在大的阻塞信號時，由于本振噪聲與強干擾信號之間的倒易混頻會增加接收機的噪聲。

圖2. 帶本振濾波的分立式無源17級基站接收機混頻器

混頻器噪聲模型

熱噪聲是接收機混頻器中常見的測量噪聲，定義為具有50Ω射頻輸入端口的混頻器的噪聲性能，端口的噪聲功率密度為-174dBm/Hz (kTo)。輸入參考噪聲可以由混頻器的噪聲系數(10log10F)獲得。

式中，
k = 玻爾茲曼常數(1.381 x 10-23 J/K)
To = 絕對溫度(290K)
F = 混頻器的噪聲系數。

倒易混頻發生在射頻端口存在強射頻信號的情況下。這是一種在噪聲系數(NF)測量中沒有計算在內的附加噪聲。輸入倒易混頻噪聲Nrmi可以在特定的阻塞電平Sbl條件下評估。假定輸入本振噪聲為 ，帶寬為B，中頻端口的倒易混頻噪聲為：

如果干擾頻率與有用信號的頻率偏差足夠大，相位噪聲可認為是平坦的。這兩個噪聲源可看作相互獨立，并且可以直接相加(圖4所示)。存在阻塞信號時，對輸入、輸出信噪比的影響可以用下式表示：

本振噪聲的定義

根據混頻器輸出端口所需要的載噪比(C/I)、輸入阻塞信號電平(Sbl)、信號電平(Sdes)以及接收噪聲帶寬(B)，可以估算所需的本振噪聲，單位為dBc/Hz ()。對于GSM基站，偏差大于3MHz的最大阻塞信號(Sbl)電平定為-13dBm，在阻塞條件下所需接收靈敏度為-101dBm，GSM系統的帶寬‘B’為200kHz。

對于需要C/I比為10的GSM基站系統，計算所得的相位噪聲電平為-151dBc/Hz。考慮到前端熱噪聲，實際的相位噪聲應該大于該值，移動基站的阻塞指標比較寬松， = -138dBc/Hz。

圖3. 典型集成基站接收機混頻器，集成了本振驅動和中頻放大功能

LO驅動的等效噪聲電平

將式1和式2代入式3，得到接收機信噪比下的等效本振噪聲電平 (單位為dBc/Hz)。高線性混頻器要求較高的本振驅動電平，但同時放大器的底噪也會相應增加。如式2所示，由于倒易混頻使本振噪聲出現在中頻端口，可以在中頻端口測量本振驅動放大器的噪聲。圖5所示配置可以用來測量阻塞條件下的混頻器噪聲。底噪測量分別在無信號和存在阻塞信號的條件下進行。Nbl由輸出熱噪聲Ntho以及輸出倒易混頻噪聲Nrmo組成，Nbl經過聲表濾波器衰減和中頻放大。Ntho由小信號噪聲(F)和增益(G)確定。