直接變頻技術長期以來一直被譽為通訊領域的"圣杯"。很顯然，任何承諾減少元器件數量并且降低成本的新體系結構必定很誘人。然而，事情從未這樣簡單。超外差體系結構能夠在中頻(IF)濾除寬帶噪聲、鏡像和雜散分量，直接變頻發射機卻沒有這么多功能。無線發射機的體系結構長期由超外差式所主宰。隨著半導體工藝技術的進步和對通信設備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于正交調制的直接正交上變頻技術DQUC(directquadratureup-conversion)得到了迅速發展。

直接變頻是把基帶信號直接調制到射頻載波上的一種最直接和最簡單的調制方式?；谡徽{制的直接正交變頻技術DQUC能夠直接將基帶信號搬移到射頻載頻并消除無用的邊帶信號，以實現調制。其突出優點是不要中頻放大、濾波、變頻等電路，同時放寬了對變頻器后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發射機的體積、重量、功耗和成本。但這項技術也存在很多缺點，如正交調制信號和正交本振信號相位和幅度的不平衡，對直流偏移失真非常敏感等，因此導致嚴重的邊帶和本振泄漏[1]。

　　2 直接正交變頻技術分析

　　其中I(t)和Q(t)是正交基帶調制信號，f0(t)是射頻本振信號，fRF(t)是已調射頻信號。電路工作時，f0先經移相器移相產生正交本振信號f0I(t)和f0Q(t)，然后分別與正交基帶信號I(t)和Q(t)相乘后作代數(加或減)運算，抵消無用邊帶信號，輸出想要的邊帶信號fRF(t)，從而實現單邊帶調制。

　　理想情況下，正交調制信號I(t)，Q(t)和正交本振信號f0I(t)，f0Q(t)的幅度和相位分別完全平衡，且不存在直流偏移。因此，DQUC輸出的RF信號fRF(t)是一個理想的單邊帶信號，不存在邊帶和本振泄漏問題但在實際情況下I(t)，Q(t)和f0I(t)，f0Q(t)信號總是存在幅度和相位的不平衡及直流偏移誤差。

　　為了便于分析問題，我們定義基帶信號如下：

　　上式中G，φ，D分別為I(t)和Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。我們定義載波信號如下：

　　上式中A，θ，E分別為f0I(t)與f0Q(t)信號之間的歸一化幅度比，正交相位誤差和直流偏移誤差。

　　理想情況下，A=G=1;φ=θ=0;D=E=0。

　　DQUC的輸出信號為如下：

　　上式中上邊帶已調信號fHSB(t)為：

　　式中下邊帶已調信號fLSB(t)為：

　　式中泄漏的本振信號fc(t)為：

　　式中低頻分量為：

　　其中的低頻分量可以用LBF(低通濾波器)加以消除。

　　(1)載波泄漏分析

　　實際上在設計中我們可以調整使A→1，G→1

　　從上面導出的結論中，我們顯然可以看出，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信號存在的直流偏移(DC Bias)引起的。所以我們在電路設計時，對于信號I(t)和Q(t)的傳輸最好采用交流耦合，以減小或消除直流偏移，從而減小或消除本振信號的泄漏。

　　(2)邊帶抑制分析

　　由式(3)，式(4)，式(5)得：

　　其中：

　　DQUC的邊帶抑制能力通常用邊帶功率抑制比(PSPR)來定量表示，也就是想要的邊帶信號功率和需要抑制的無用邊帶信號功率的比值，即：

　　考慮到正交本振信號是由正交調制器內部的分相網絡產生的，其正交相位差φ很小，近似等于0，所以，上式可以簡化為：

　　用Matlab軟件對上式進行仿真計算分析，可以得出PSPR，AG和φ三者之間關系，如圖2～圖4所示：

　　當正交幅度比AG→1，正交相位誤差φ→0，即幅度和相位趨向平衡時，PSPR很大;當AG逐漸偏離1，正交相位誤差φ偏離0，即幅度和相位的不平衡度增大時，PSPR急劇下降;當AG→0.9，正交相位誤差φ為10時，PSPR僅有二十幾個dB，邊帶泄漏已非常嚴重。顯然，正交變頻器對正交調制信號(包括正交本振信號)幅度和相位平衡度的要求非常嚴格。

　　在實際電路中，AG的調節較為方便，通過嚴格地調測可以使AG→1。但由于現有集成電路工藝水平的限制和電路布線、布局的影響，把正交相位誤差限制在2°以內已非常困難。即在實際電路優化設計時，保證PSPR≥35 dB比較困難。

　　3 直接正交變頻發射機設計

　　直接變頻發射機由直接正交上變頻調制器、高穩定度本振和功率放大器三部分組成。

　　I和Q是二路正交數字基帶信號，由DSP產生，然后經過高速雙通道TxDACAD9760變為模擬I/Q信號。模擬I/Q信號分別通過脈沖成形和抗碼間干擾升余弦根低通濾波器后送入直接正交上變頻器AD8346，被直接調制到射頻載波上并送入后級射頻功率放大器放大，最終通過天線輻射。

　　AD8346是ADI公司推出的高性能調制器，他將90°移相器、乘法器、合成器集成在一塊硅片上，其載頻范圍0.8～2.5 GHz。單邊帶抑制范圍在1.9 GHz達到-36 dBc(典型值)，調制帶寬高達70 MHz[3]，供電范圍2.7～5.5 V。可典型應用于數字信號產生系統，QPSK，GMASK，QAM及頻率綜合器等。

　　電路工作原理為從DSP得到的I、Q正交信號經過高速雙通道TxDACAD9760變為模擬I/Q信號。模擬I/Q信號分別通過脈沖成形和抗碼間干擾升余弦根低通濾波器后送入直接正交上變頻器ADN346，被直接調制到射頻載波上并送入后級射頻功率放大器放大，最終通過天線輻射。

　　直接變頻發射機對無用邊帶和本振泄漏的抑制能力除了與I(t)，Q(t)和f0I(t)，f0Q(t)信號的相位和幅度的不平衡度及其直流偏移有關外，還與PCB的板材、電路及其參數的優化設計、布局、布線等因素有很大的關系。為了抑制無用邊帶和本振泄漏，主要采取了以下幾項優化設計措施。同時，調試時的方法也很重要，更要仔細認真。

　　(1)I(t)，Q(t)信號傳輸采用差分線與交流耦合方式，消除了I(t)，Q(t)信號之間的直流偏移誤差。利用外接線性可變電阻器調節AD9760內兩個DAC的電流源的電流幅度比，也就是間接調節I(t)和Q(t)信號的幅度比A，以此去補償正交本振信號的幅度比G的偏差，使AG→1，從而減小正交調制信號和本振信號的幅度不平衡度[4]。由于需要多種調制方式，我們在DSP里面調用不同的調制程序，但在調試時，首先用連續的正弦波調試，同時，仔細觀察頻譜儀。

　　(2)對正交相位誤差的校正采取的措施是DAC后的抗碼間干擾低通濾波器LPF選用具有很好的相位和幅度匹配特性配對的集成電路。其次，I(t)和Q(t)信號的布局和布線采用了對稱或差分結構，基本上可以把I(t)和Q(t)信號的正交相位誤差限制在2°之內。另外，AD8346內的本振信號分相器也存在一定的相位誤差，因此，在電路實際調試過程中，可以將兩個LPF的互換，用正交調制信號的相位誤差對消正交本振信號的相位誤差。

　　(3)由于本振輸入信號和RF輸出信號的頻率通常都很高(1 575 MHz)，所以，本振信號輸入端采用了50 Ω微帶線和傳輸線變壓器，以實現阻抗匹配和不平衡與平衡變換;RF信號的輸出采用50 Ω微帶線和SMA接頭，以實現阻抗匹配和射頻信號接口。

　　4 實際測試結果

　　實際設計時正交直接上變頻器我們采用載波為1 575.42 MHz，同時兼顧多種調制模式。實際的測試結果為邊帶抑制比：-38 dBc;載波泄漏：-36 dBc;

　　 測試結果為：

　　最大輸出功率：37.5 dBm@1 575.42 MHz;載波泄漏：-32 dBc;邊帶抑制比：-35 dBc。

5 結 語

　　從分析可知正交直接變頻技術對調制信號和本振信號的正交性要求很高，對其幅度和相位失真非常敏感，如果解決不好，將會引起嚴重的邊帶和本振泄漏。本文通過數學模型定量分析和仿真了正交直接變頻技術的調制信號和載波信號幅度和相位失真與邊帶和本振泄漏之間的關系，并且由實驗和經驗提出了幾項具體的解決措施。同時正交直接變頻技術可用于發射AM，QAM，2BPSK，QPSK和GSM，CDMA，WCDMA等多模式信號的小型化發射機。該發射機與傳統發射機相比，體積和重量大大減小，非常適合用于移動通信設備和微小型武器系統。