摘要：D類放大器的高效特性，使其成為便攜式和大功率應(yīng)用的理想選擇。傳統(tǒng)的D類放大器需要一個(gè)外部低通濾波器，以從脈寬調(diào)制信號(hào)(PWM)輸出波形中提取音頻信號(hào)。然而，許多現(xiàn)代D類放大器采用先進(jìn)的調(diào)制技術(shù)，可使各種應(yīng)用免去外部濾波器并降低電磁干擾(EMI)。省掉外部濾波器不僅降低了電路板的空間要求，同時(shí)也大幅降低了很多便攜式/緊湊型應(yīng)用的成本。

引言

大多數(shù)音頻系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師都非常清楚，D類放大器與線性音頻放大器(如A類、B類和AB類)相比，在功效上有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢(shì)。對(duì)于線性放大器(如AB類)來說，偏置元件和輸出晶體管的線性工作方式會(huì)損耗大量功率。因?yàn)镈類放大器的晶體管只是作為開關(guān)使用的，用來控制流過負(fù)載的電流方向，所以輸出級(jí)的功耗極低。D類放大器的功耗主要來自輸出晶體管導(dǎo)通阻抗、開關(guān)損耗和靜態(tài)電流開銷。放大器的功耗主要以熱量的形式耗散。D類放大器對(duì)散熱器的要求大為降低，甚至可省掉散熱器，因此非常適用于緊湊型大功率應(yīng)用。

過去，基于PWM方式的典型D類放大器需要外部濾波元件，會(huì)產(chǎn)生EMI/EMC兼容性問題，并且THD+N性能較差，因此與線性放大器相比，它的高效優(yōu)勢(shì)大為失色。然而，最新一代的D類放大器采用先進(jìn)的調(diào)制和反饋技術(shù)，可很好地緩解上述問題。

D類放大器基礎(chǔ)

現(xiàn)代D類放大器使用多種調(diào)制器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，而最基本的拓?fù)浣M合了脈寬調(diào)制(PWM)以及三角波(或鋸齒波)振蕩器。圖1給出一個(gè)基于PWM的半橋式D類放大器簡化框圖。它包括一個(gè)脈寬調(diào)制器，兩個(gè)輸出MOSFET，和一個(gè)用于恢復(fù)被放大的音頻信號(hào)的外部低通濾波器(LF和CF)。如圖所示，p溝道和n溝道MOSFET用作電流導(dǎo)向開關(guān)，將其輸出節(jié)點(diǎn)交替連接至VDD和地。由于輸出晶體管使輸出端在VDD或地之間切換，所以D類放大器的最終輸出是一個(gè)高頻方波。大多數(shù)D類放大器的開關(guān)頻率(fSW)通常在250kHz至1.5MHz之間。音頻輸入信號(hào)對(duì)輸出方波進(jìn)行脈寬調(diào)制。音頻輸入信號(hào)與內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生的三角波(或鋸齒波)進(jìn)行比較，可得到PWM信號(hào)。這種調(diào)制方式通常被稱作"自然采樣"，其中三角波振蕩器作為采樣時(shí)鐘。方波的占空比與輸入信號(hào)電平成正比。沒有輸入信號(hào)時(shí)，輸出波形的占空比為50%。圖2顯示了不同輸入信號(hào)電平下所產(chǎn)生的PWM輸出波形。


圖1. 該簡化功能框圖展示了一個(gè)基本的半橋式D類放大器的結(jié)構(gòu)。


圖2. 輸出信號(hào)脈寬與輸入信號(hào)幅值成正比。

為了從PWM波形中提取出放大后的音頻信號(hào)，需將D類放大器的輸出送入一個(gè)低通濾波器。圖1中的LC低通濾波器作為無源積分器(假設(shè)濾波器的截止頻率比輸出級(jí)的開關(guān)頻率至少低一個(gè)數(shù)量級(jí))，它的輸出等于方波的平均值。此外，低通濾波器可防止在阻性負(fù)載上耗散高頻開關(guān)能量。假設(shè)濾波后的輸出電壓(VO_AVG)和電流(IAVG)在單個(gè)開關(guān)周期內(nèi)保持恒定。這種假設(shè)較為準(zhǔn)確，因?yàn)閒SW比音頻輸入信號(hào)的最高頻率要高得多。因此，占空比與濾波后的輸出電壓之間的關(guān)系，可通過對(duì)電感電壓和電流進(jìn)行簡單的時(shí)間域分析得到。

流經(jīng)電感的瞬時(shí)電流為：



其中，VL(t)是圖1中使用符號(hào)法則后的電感瞬時(shí)電壓。

由于流入負(fù)載的平均電流(IAVG)在單個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可以看作是恒定的，所以開關(guān)周期(TSW)開始時(shí)的電感電流必定與開關(guān)周期結(jié)束時(shí)的電感電流相同，如圖3所示。

借助數(shù)學(xué)術(shù)語，可用以下等式表示：




圖3. 基本的半橋式D類放大器中，濾波器電感電流和電壓波形。

等式2表明，電感電壓在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的積分必定為0。利用等式2并觀察圖3給出的VL(t)波形，可以看出，各區(qū)域面積(AON和AOFF)的絕對(duì)值只有彼此相等，等式2才能成立。基于這一信息，我們可以利用開關(guān)波形占空比來表示濾波后的輸出電壓：



將等式4和5代入等式3，得到以下等式：



最后，得到VO的表達(dá)式：



式中D是輸出開關(guān)波形的占空比。

利用反饋改善性能

許多D類放大器采用PWM輸出至器件輸入的負(fù)反饋環(huán)路。閉環(huán)方案不僅可以改善器件的線性，而且使器件具備電源抑制能力。開環(huán)放大器卻正相反，它的電源抑制能力微乎其微(如果有的話)。在閉環(huán)拓?fù)渲校驗(yàn)闀?huì)檢測輸出波形并將其反饋至放大器的輸入端，所以能夠在輸出端檢測到電源的偏離情況，并通過控制環(huán)路對(duì)輸出進(jìn)行校正。閉環(huán)設(shè)計(jì)的優(yōu)勢(shì)是以可能出現(xiàn)的穩(wěn)定性問題為代價(jià)的，這也是所有反饋系統(tǒng)共同面臨的問題。因此必須精心設(shè)計(jì)控制環(huán)路并進(jìn)行補(bǔ)償，確保在任何工作條件下都能保持穩(wěn)定。

典型的D類放大器采用具有噪聲整形功能的反饋環(huán)路，可極大地降低由脈寬調(diào)制器、輸出級(jí)以及電源電壓偏離的非線性所引入的帶內(nèi)噪聲。這種拓?fù)渑c用在Σ-Δ調(diào)制器中的噪聲整形類似。為闡明噪聲整形功能，圖4給出了一個(gè)1階噪聲整形器的簡化框圖。反饋網(wǎng)絡(luò)通常包含一個(gè)電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，但為簡便起見，圖4的反饋比例為1。由于理想積分器的增益與頻率成反比，圖中積分器的傳遞函數(shù)也被簡化為1/s。同時(shí)假定PWM模塊具有單位增益，并且在控制環(huán)路中具有零相位偏移。使用基本的控制模塊分析方法，可得到以下輸出表達(dá)式：




圖4. D類放大器的控制環(huán)路包含1階噪聲整形電路，可將大部分噪聲推至帶外。

由等式8可知，噪聲項(xiàng)En(s)與一個(gè)高通濾波器函數(shù)(噪聲傳遞函數(shù))相乘，而輸入項(xiàng)VIN(s)與一個(gè)低通濾波器函數(shù)(信號(hào)傳遞函數(shù))相乘。噪聲傳遞函數(shù)的高通濾波器對(duì)D類放大器的噪聲進(jìn)行整形。如果輸出濾波器的截止頻率選取得當(dāng)，大部分噪聲會(huì)被推至帶外(圖4)。上述例子使用的是1階噪聲整形器，而多數(shù)現(xiàn)代D類放大器采用高階噪聲整形拓?fù)洌员氵M(jìn)一步優(yōu)化線性和電源抑制特性。

D類拓?fù)洹霕蚺c全橋

很多D類放大器還會(huì)使用全橋輸出級(jí)。一個(gè)全橋使用兩個(gè)半橋輸出級(jí)，并以差分方式驅(qū)動(dòng)負(fù)載。這種負(fù)載連接方式通常稱為橋接負(fù)載(BTL)。如圖5所示，全橋結(jié)構(gòu)是通過轉(zhuǎn)換負(fù)載的導(dǎo)通路徑來工作的。因此負(fù)載電流可以雙向流動(dòng)，無需負(fù)電源或隔直電容。


圖5. 傳統(tǒng)的全橋式D類輸出級(jí)，使用兩個(gè)半橋輸出級(jí)對(duì)負(fù)載進(jìn)行差分驅(qū)動(dòng)。

圖6展示了傳統(tǒng)的、基于PWM的BTL型D類放大器輸出波形。在圖6中，各輸出波形彼此互補(bǔ)，從而在負(fù)載兩端產(chǎn)生一個(gè)差分PWM信號(hào)。與半橋式拓?fù)漕愃疲敵龆诵枰粋€(gè)外部LC濾波器，用于提取低頻音頻信號(hào)并防止在負(fù)載上耗散高頻能量。


圖6. 傳統(tǒng)的全橋式D類輸出波形彼此互補(bǔ)，在負(fù)載兩端產(chǎn)生一個(gè)差分PWM信號(hào)。

全橋式D類放大器除具有與AB類BTL放大器相同的優(yōu)點(diǎn)外，還具有高效特性。BTL放大器的第一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，采用單電源供電時(shí)輸出端不需要隔直電容。半橋式放大器則不然，因?yàn)樗妮敵鰰?huì)在VDD與地之間擺動(dòng)，空閑時(shí)占空比為50%。這意味著它的輸出具有約VDD/2的直流偏移。全橋式放大器中，這個(gè)偏移會(huì)出現(xiàn)在負(fù)載的兩側(cè)，輸出端的直流電流為零。它們具有的第二個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，在相同的電源電壓下，輸出信號(hào)擺幅是半橋式放大器的2倍，因?yàn)樨?fù)載是差分驅(qū)動(dòng)的。在相同電源電壓下，理論上它可提供的最大輸出功率是半橋式放大器的4倍。

然而，全橋式D類放大器所需的MOSFET開關(guān)個(gè)數(shù)也是半橋式拓?fù)涞?倍。一些人會(huì)認(rèn)為這是它的缺點(diǎn)，因?yàn)楦嗟拈_關(guān)意味著會(huì)產(chǎn)生更多的傳導(dǎo)和開關(guān)損耗。然而，這僅對(duì)于大功率輸出的放大器(> 10W)是正確的，因?yàn)樗鼈冃枰叩妮敵鲭娏骱碗娫措妷骸Ｓ需b于此，半橋式放大器憑借微弱的效率優(yōu)勢(shì)，而常常在大功率應(yīng)用中被采用。大多數(shù)大功率的全橋式放大器在驅(qū)動(dòng)8Ω負(fù)載時(shí)，功效在80%到88%之間。然而，當(dāng)每個(gè)通道向8Ω負(fù)載注入高于14W的功率時(shí)，類似MAX9742的半橋式放大器可獲得90%以上的效率。

省去輸出濾波器—免濾波器調(diào)制器

傳統(tǒng)D類放大器的一個(gè)主要缺點(diǎn)就是它需要外部LC濾波器。這不僅增加了方案總成本和電路板空間，也可能因?yàn)V波元件的非線性而引入額外失真。幸好，很多現(xiàn)代D類放大器采用了先進(jìn)的"免濾波器"調(diào)制方案，從而省掉或至少是最大限度降低了外部濾波器要求。

圖7給出了MAX9700免濾波器調(diào)制器拓?fù)涞暮喕δ芸驁D。與傳統(tǒng)的PWM型BTL放大器不同，每個(gè)半橋都有自己專用的比較器，從而可獨(dú)立控制每個(gè)輸出。調(diào)制器由差分音頻信號(hào)和高頻鋸齒波驅(qū)動(dòng)。當(dāng)兩個(gè)比較器輸出均為低電平時(shí)，D類放大器的每個(gè)輸出均為高。與此同時(shí)，或非門的輸出變?yōu)楦唠娖剑珪?huì)因?yàn)镽ON和CON組成的RC電路而產(chǎn)生一定延時(shí)。一旦或非門延時(shí)輸出超過特定門限，開關(guān)SW1和SW2即會(huì)閉合。這將使OUT+和OUT-變?yōu)榈停⒈３值较聜€(gè)采樣周期的開始。這種設(shè)計(jì)使得兩個(gè)輸出同時(shí)開通一段最短時(shí)間(tON(MIN))，這個(gè)時(shí)間由RON和CON的值決定。如圖8所示，輸入為零時(shí)，兩個(gè)輸出同相并具有tON(MIN)的脈沖寬度。隨著音頻輸入信號(hào)的增加或減小，其中一個(gè)比較器會(huì)在另一個(gè)之前先翻轉(zhuǎn)。這種工作特性外加最短時(shí)間導(dǎo)通電路的作用，將促使一個(gè)輸出改變其脈沖寬度，另一個(gè)輸出的脈沖寬度保持為tON(MIN) (圖8)。這意味著每個(gè)輸出的平均值都包含輸出音頻信號(hào)的半波整流結(jié)果。對(duì)兩路輸出的平均值進(jìn)行差值運(yùn)算，便可得到完整的輸出音頻波形。


圖7. 該簡化功能框圖展示了MAX9700免濾波器D類調(diào)制器的拓?fù)洹?br>

圖8. MAX9700免濾波器調(diào)制器拓?fù)涞妮斎牒洼敵霾ㄐ巍?br>
由于MAX9700的輸出端在空閑時(shí)為同相信號(hào)，所以負(fù)載兩端沒有差分電壓，從而最大限度降低了靜態(tài)功耗，并且無需外部濾波器。Maxim的免濾波器D類放大器從輸出中提取音頻信號(hào)時(shí)并不依靠外部LC濾波器，而是依靠揚(yáng)聲器負(fù)載固有的電感以及人耳的聽覺特性來恢復(fù)音頻信號(hào)。揚(yáng)聲器電阻(RE)和電感(LE)形成一個(gè)1階低通濾波器，其截止頻率為：



對(duì)大多數(shù)揚(yáng)聲器而言，這個(gè)1階滾降足以恢復(fù)音頻信號(hào)，并可防止在揚(yáng)聲器電阻上耗散過多高頻開關(guān)能量。即使依然存在殘余開關(guān)能量使揚(yáng)聲器組件產(chǎn)生運(yùn)動(dòng)，這些頻率也無法被人耳聽到或影響聽覺感受。使用免濾波器D類放大器時(shí)，為獲得最大輸出功率，揚(yáng)聲器負(fù)載應(yīng)保證在放大器開關(guān)頻率下仍為感性負(fù)載。

擴(kuò)譜調(diào)制使EMI最小化

免濾波器工作方式的一個(gè)缺點(diǎn)就是可能通過揚(yáng)聲器電纜輻射EMI。由于D類放大器的輸出波形為高頻方波，并具有陡峭的過渡邊沿，因此輸出頻譜會(huì)在開關(guān)頻率及開關(guān)頻率倍頻處包含大量頻譜能量。在緊靠器件的位置沒有安裝外部輸出濾波器的話，這些高頻能量就會(huì)通過揚(yáng)聲器電纜輻射出去。Maxim的免濾波器D類放大器采用享有專利的擴(kuò)譜調(diào)制*方案，可幫助緩解可能的EMI問題。

通過抖動(dòng)或隨機(jī)化D類放大器的開關(guān)頻率實(shí)現(xiàn)擴(kuò)譜調(diào)制。實(shí)際開關(guān)頻率相對(duì)于標(biāo)稱開關(guān)頻率的變化范圍可達(dá)到±10%盡管開關(guān)波形的各個(gè)周期會(huì)隨機(jī)變化，但占空比不受影響，因此輸出波形可以保留音頻信息。圖9a和9b顯示了MAX9700的寬帶輸出頻譜，可以看到擴(kuò)譜調(diào)制的效果。擴(kuò)譜調(diào)制有效展寬了輸出信號(hào)的頻譜能量，而不是使頻譜能量集中在開關(guān)頻率及其各次諧波上。換句話說，輸出頻譜的總能量沒有變，只是重新分布在更寬的頻帶內(nèi)。這樣就降低了輸出端的高頻能量峰，因而將揚(yáng)聲器電纜輻射EMI的機(jī)會(huì)降至最少。雖然一些頻譜噪聲可能由擴(kuò)譜調(diào)制引入音頻帶寬內(nèi)，這些噪聲可以被反饋環(huán)路的噪聲整形功能抑制掉。


圖9a. 固定開關(guān)頻率下MAX9700的寬帶輸出頻譜。


圖9b. 擴(kuò)譜調(diào)制將MAX9700的頻譜能量分布在更寬的頻帶內(nèi)。

Maxim的很多免濾波器D類放大器還允許開關(guān)頻率同步至一個(gè)外部時(shí)鐘信號(hào)。因此用戶可以將放大器開關(guān)頻率設(shè)置到相對(duì)不敏感的頻率范圍內(nèi)。

盡管擴(kuò)譜調(diào)制極大地改善了免濾波器D類放大器的EMI性能，為了滿足FCC或CE輻射標(biāo)準(zhǔn)，實(shí)際上還是需要對(duì)揚(yáng)聲器電纜長度加以限制。如果設(shè)備因揚(yáng)聲器電纜過長而沒能通過輻射測試，則需要一個(gè)外部輸出濾波器來衰減輸出波形的高頻分量。對(duì)于具有適度揚(yáng)聲器電纜長度的許多應(yīng)用來說，在輸出端安裝磁珠/濾波電容即可滿足要求。EMI性能對(duì)布局也十分敏感，為確保滿足適用的FCC和CE標(biāo)準(zhǔn)，必需嚴(yán)格遵循PCB布局原則。

結(jié)論

D類調(diào)制器技術(shù)的最新發(fā)展，允許D類放大器在線性放大器一度占主導(dǎo)地位的應(yīng)用領(lǐng)域盛行起來。現(xiàn)代D類放大器除具有AB類放大器的所有優(yōu)點(diǎn)(即良好的線性和最小的電路板空間)外，更具有高效優(yōu)勢(shì)。當(dāng)前，有多種D類放大器可供選用，以滿足各類應(yīng)用需求。這些應(yīng)用包括低功耗便攜式應(yīng)用(如蜂窩電話和筆記本電腦)，電池壽命、電路板空間和EMI兼容性要求在這類應(yīng)用中至關(guān)重要；還包括大功率應(yīng)用(如車載音響系統(tǒng)或平板顯示器)，最大限度降低散熱需求和發(fā)熱量在這類應(yīng)用中必不可少。對(duì)D類放大器及其最新的技術(shù)發(fā)展有一個(gè)基本理解，將有助于設(shè)計(jì)者為具體應(yīng)用選擇合適的放大器，并正確權(quán)衡某些功能特性的優(yōu)勢(shì)和劣勢(shì)。