由于汽車多媒體信息處理（如，信息娛樂產品）中的高性能微處理器所需的功率不斷增加，產生了抗干擾能力、EMI和環路補償等諸多設計問題。平均電流模式控制（ACMC）有助于解決這些問題，特別是在汽車信息娛樂應用中。本文具體闡述了ACMC，并說明基于電流模式控制的設計為信息娛樂應用帶來的優勢。我們以MAX5060/MAX5061為例說明ACMC的工作原理，并對數據資料所提供的內容進行了補充。

定義設計目標

具體的汽車信息娛樂終端都會對電源管理提出一組獨特的技術、商業上的要求。最重要的設計考慮包括效率、尺寸、EMI、瞬態響應、設計復雜性和成本。所有參數都間接地與電源的開關頻率相關，這一重要參數的選擇可以使上述要求達到合理折中。

ACMC的優勢

對于大電流輸出（5A至25A）轉換器，在電流模式控制（CMC）技術中降低電流檢測電阻有助于提高效率。這里，CMC指帶有峰值電流檢測的固定頻率工作模式。然而，這種方式存在一個缺點：CMC使轉換器對噪聲非常敏感。電流較大時，即使最好的PCB布線也不能完全抑制疊加在電流檢測信號上的噪聲。為了解決這個問題，可以選擇電壓模式控制VMC，這是一種傳統的并經過驗證的技術。VMC提高了抗干擾能力和轉換效率，但需要一定的環路補償設計才能達到可接受的性能指標。

ACMC設計基礎

ACMC技術結合了VMC的抗干擾能力和效率與CMC的穩定性，圖1所示為ACMC降壓轉換器的功能框圖。

為了更好地理解ACMC，我們首先回顧一下CMC的原理。觀察圖1，如果除去電流誤差放大器（CEA）和鋸齒波發生器，電流檢測放大器的輸出將連接到PWM比較器的反相端，電壓誤差放大器（VEA）的輸出將連接到同相端。結果形成一個控制電感電流（內環）和輸出電壓（外環）的雙環系統。

如上所述，在大電流輸出應用中，希望電流檢測電阻RS （見圖1）盡可能小，以降低轉換器的功耗。但這樣做的結果是將一個微弱的信號引入噪聲環境中，在系統中表現為抖動。

在ACMC結構中，電流檢測信號送入CEA（圖1）的反相輸入端，而VEA在CEA的同相輸入端調節電感電流。通過反饋網絡補償CEA，可以完成一系列操作：調節電流檢測信號以獲得最大直流增益（對于降壓轉換器，電感的直流電流等于轉換器的輸出電流）；使實際的電流檢測信號不受阻礙地通過放大器；最后，抑制疊加在信號上的高頻開關噪聲。CEA的高直流增益可使這種控制方案精確地控制輸出電流。而CMC對電流檢測信號的平坦增益會在輸入電壓變化時導致電流的峰值與均值誤差。如圖1，CEA的輸出與斜坡電壓進行比較產生一個期望的PWM信號來驅動功率MOSFET。

圖2顯示了圖1的控制波形，注意與鋸齒波進行比較的電感電流信號iL （紅色標示）是反向的。PWM比較器之后的SR鎖存器可避免由噪聲引起的信號跳變。同樣，時鐘信號復位鋸齒坡電壓，從根本上消除了由于噪聲尖峰而過早關斷MOSFET的可能。這種控制架構的另一個特點是當占空比超過50%時不需要斜坡電壓補償，因為鋸齒坡信號已經提供了這種補償。

對于圖1所示降壓轉換器，內環用于補償輸入電壓的變化。隨著輸入電壓的增加，CEA電流信號的下降斜率更陡峭（圖2），從而使占空比變窄。外環用于補償由負載變化引起的輸出電壓變化，由于電感電流由VEA處理，電源表現為一個單極點響應，從而簡化了電壓補償環路。

CEA補償非常簡單，MAX5056/MAX5061數據資料提供了需要遵循的準則。MAX5060/MAX5061 DC-DC轉換器可處理上述設計問題，并且具有高效、低噪聲和高性價比特性。圖3說明了器件中帶有補償網絡的CEA架構，推薦使用該補償網絡的原因是CEA沒有提供到其反相輸入端的直接通路。注意：CEA是跨導放大器，與標準運算放大器相比具有較高的輸出阻抗。

為了優化電流環路，電感電流iL （圖2中的紅色信號）的下降斜率將跟隨鋸齒電壓的斜率，而且iL不能超過斜坡電壓，否則將會發生諧振和不穩定。

忽略同步整流器的壓降，降壓轉換器的電感電流下降斜率可由下式給出：

IC的最大輸入電壓為28V。如果轉換器需要承受高達72V的電壓時，推薦使用圖5電路。此電路還能提供反向輸入電壓保護。

2.同步開關頻率

同步開關頻率是信息娛樂系統避免敏感負載受到DC-DC轉換器干擾的重要舉措，這些敏感負載，包括汽車無線電廣播系統、TV調諧器、顯示器和導航系統等。這些器件可通過以下途徑實現同步：使DC-DC轉換器工作在自激振蕩模式，然后利用高性能處理器將其同步到所要求的頻率。MAX5060/MAX5061工作在一個范圍為125kHz至1.5MHz的可同步振蕩頻率。

如果不能將MAX5060/MAX5061與外部時鐘同步，或轉換器的開關頻率產生過強的EMI，則可選擇擴頻振蕩器，如DS1090U-16擴頻振蕩器，如圖6所示，來驅動SYNC引腳。本例中，DS1090U-16的外部電阻將頻率設置在300kHz，頻率抖動范圍為±4%，即12kHz。抖動比例不應太高，因為擴頻會引起系統環路的相位偏移，需要進行補償。有關DS1090的頻率計算可參考應用筆記3692：DS1090頻率計算器。

3.升/降壓工作

MAX5060/MAX5061也可實現升/降壓轉換（圖7）。

注意：圖7中的電容C1和C2需要比輸出相同電流的降壓轉換器承受更大的紋波電流，另外，圖中的兩個電感可以用同一磁心繞制，L1、L2的同名端如圖7所示。如果使用獨立的電感，則可忽略繞制方向問題。

MAX5060/MAX5061的CSA共模范圍可以擴展到0至5.5V，設計輸出電壓大于5V的轉換器時，可以選用以下兩個電路。圖8電路使用了一個現成的電流檢測變壓器，圖9電路使用一個電阻橋。選用1%電阻進行設計，為減小電阻kRS的尺寸和功耗，將VRS偏置在5V。EAN輸入應設為0.6V，需要一個獨立的分壓器。

結論

雖然CMC DC-DC轉換器已經備受設計者的青睞，但利用廉價檢流電阻提供高效率轉換的要求暴露出了CMC的主要缺陷：對噪聲的敏感性。MAX5060/MAX5061所采用的ACMC技術解決了噪聲敏感度等問題。ACMC可使DC-DC轉換器設計滿足高性能微處理器的要求，特別是汽車多媒體終端的高性能微處理器。

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