摘要：長期以來, 模擬比較器的使用一直處在它的“同伴”――運算放大器的陰影之中。設計人員發表了大量針對運算放大器的應用筆記, 而關于比較器的應用筆記較少。正是由于缺少比較器的應用資料, 很多用戶希望Maxim應用部能夠在如何建立比較器滯回電壓方面提供幫助。本文針對這一需求, 介紹在一些常用的比較器電路中建立滯回電壓的方法, 并且討論了提高噪聲抑制能力和系統穩定性有關措施。

關于比較器滯回的討論需要從“滯回”的定義開始, 與許多其它技術術語一樣, “滯回”源于希臘語, 含義是“延遲”或“滯后”, 或阻礙前一狀態的變化。工程中, 常用滯回描述非對稱操作, 比如, 從A到B和從B到A是互不相同。在磁現象、非可塑性形變以及比較器電路中都存在滯回。

絕大多數比較器中都設計帶有滯回電路, 通常滯回電壓為5mV到10mV。內部滯回電路可以避免由于輸入端的寄生反饋所造成的比較器輸出振蕩。但是內部滯回電路雖然可以使比較器免于自激振蕩, 卻很容易被外部振幅較大的噪聲淹沒。這種情況下需要增加外部滯回, 以提高系統的抗干擾性能。

首先, 看一下比較器的傳輸特性。圖1所示是內部沒有滯回電路的理想比較器的傳輸特性, 圖2所示為實際比較器的傳輸特性。從圖2可以看出, 實際電壓比較器的輸出是在輸入電壓(VIN)增大到2mV時才開始改變。


圖1. 理想比較器的傳輸特性


圖2. 實際比較器的傳輸特性

運算放大器在開環狀態下可以用作比較器, 但是一旦輸入信號中有少量的噪聲或干擾, 都將會在兩個不同的輸出狀態之間產生不期望的頻繁跳變(圖3)。用帶有內部滯回電路的比較器代替開環運算放大器能夠抑制輸出的頻繁跳變和振蕩。或在比較器的正反饋電路中增加外部滯回電路, 正反饋的作用是確保輸出在一個狀態到另一個狀態之間快速變化, 使比較器的輸出的模糊狀態時間達到可以忽略的水平, 如果在正反饋中加入滯回電路可減緩這種頻繁跳變。


圖3. 無滯回電路時比較器輸出的模糊狀態和頻繁跳變

舉個例子, 考慮圖4所示簡單電路, 其傳輸特性如圖5所示。比較器的反相輸入電壓從0開始線性變化, 由分壓電阻R1、R2構成正反饋。當輸入電壓從1點開始增加(圖6), 在輸入電壓超過同相閾值VTH+ = VCCR2/(R1 + R2)之前, 輸出將一直保持為VCC。在閾值點, 輸出電壓迅速從VCC跳變為VSS, 因為, 此時反相端輸入電壓大于同相端的輸入電壓。輸出保持為低電平, 直到輸入經過新的閾值點5 , VTH- = VSSR2/(R1 + R2)。在5點, 輸出電壓迅速跳變回VCC, 因為這時同相輸入電壓高于反相輸入電壓。


圖4. 具有滯回的簡單電路


圖5. 圖4電路的傳輸特性


圖6. 圖4電路的輸入/輸出電壓波形

圖4所示電路中的輸出電壓VOUT與輸入電壓VIN的對應關系表明, 輸入電壓至少變化2VTH時, 輸出電壓才會變化。因此, 它不同于圖3的響應情況(放大器無滯回), 即對任何小于2VTH的噪聲或干擾都不會導致輸出的迅速變化。在實際應用中, 正、負電壓的閾值可以通過選擇適合的反饋網絡設置。

其它設置可以通過增加不同閾值電壓的滯回電路獲得。圖7電路使用了兩個MOSFET和一個電阻網絡調節正負極性的閾值。與圖4所示比較器不同, 電阻反饋網絡沒有加載到負載環路, 圖8給出了輸入信號變化時的輸出響應。


圖7. 通過外部MOSFET和電阻構成滯回電路


圖8. 圖7電路的輸入/輸出電壓波形

比較器內部的輸出配置不同, 所要求的外部滯回電路也不同。例如, 具有內部上拉電阻的比較器, 可以在輸出端和同相輸入端直接加入正反饋電阻。輸入分壓網絡作用在比較器的同相輸入端, 反相輸入電壓為一固定的參考電平(如圖9)。


圖9. 在帶有上拉電阻的比較器中加滯回電路

如上所述, 具有內部滯回的比較器提供兩個門限：一個用于檢測輸入上升電壓(VTHR),一個用于檢測輸入下降電壓(VTHF), 對應于圖8的VTH1和VTH2。兩個門限的差值為滯回帶(VHB)。當比較器的輸入電壓相等時, 滯回電路會使一個輸入迅速跨越另一輸入, 從而使比較器避開產生振蕩的區域。圖10所示為比較器反相輸入端電壓固定, 同相輸入端電壓變化時的工作過程, 交換兩個輸入可以得到相似波形, 但是輸出電壓極性相反。


圖10. 圖9電路的輸入/輸出電壓波形

根據輸出電壓的兩個極限值(兩個電源擺幅), 可以很容易地計算反饋分壓網絡的電阻值。

內部有4mV滯回和輸出端配有上拉電阻的比較器 -- 如Maxim公司的MAX9015、MAX9017和MAX9019等。這些比較器設計用于電壓擺幅為VCC和0V的單電源系統。可以按照以下步驟, 根據給定的電源電壓、電壓滯回(VHB)和基準電壓(VREF), 選擇并計算需要的元件：

第1步

選擇R3, 在觸發點流經R3的電流為(VREF - VOUT)/R3。考慮到輸出的兩種可能狀態, R3由如下兩式求得：
R3 = VREF/IR3和R3 = (VCC - VREF)/IR3.
取計算結果中的較小阻值, 例如, VCC = 5V, IR3 = 0.2μA, 使用MAX9117比較器(VREF = 1.24V), 則計算結果為6.2MΩ和19MΩ, 選則R3為6.2MΩ。

第2步

選擇滯回電壓(VHB)。在本例中, 選擇滯回電壓為50mV。

第3步

R1可按下式計算。
對于這個例子, R1的值為：

第4步

輸入VIN上升門限(VTHR)的選擇, 例如：

在該門限點, 當輸入電壓VIN超過閾值時, 比較器輸出由低電平變到高電平。本例中, 選擇VTHR = 3V。

第5步

計算R2, R2可按下式計算：

本例中, R2的標準值為44.2kΩ。

第6步

按如下步驟驗證電壓和滯回電壓：VIN上升門限 = 2.992V, 等于VREF乘以R1, 除以R1、R2和R3并聯后的阻值。

VIN下降門限 = 2.942V。因此, 滯回電壓 = VTHR - VTHF = 50mV.


最后, 開漏結構的比較器內部滯回電壓為4mV (MAX9016、MAX9018、MAX9020), 需要外接上拉電阻, 如圖11所示。外加滯回可以通過正反饋產生, 但是計算公式與上拉輸出的情況稍有不同。滯回電壓 = VTHR - VTHF = 50mV。按如下步驟計算電阻值：

第1步

選擇R3, 在IN_+端的漏電流小于2nA, 所以通過R3的電流至少為0.2μA, 以減小漏電流引起的誤差。R3可由R3 = VREF/IR3或R3 = [(VCC - VREF)/IR3] - R4兩式求得, 取其較小值。例如, 使用MAX9118 (VREF=1.24V), VCC = 5V, IR3 = 0.2μA, R4 = 1MΩ, 計算結果為6.2MΩ和18MΩ, 則R3選6.2MΩ。

第2步

選擇需要的滯回電壓 (VHB)。

第3步

選擇R1, R1可按下式計算：

在此例中, R1為：

第4步

選擇VIN上升門限(VTHR), 如下式：

在該門限點, 當輸入電壓VIN超過閾值時, 比較器輸出由低電平變到高電平。本例中, 選擇VTHR = 3V。

第5步

計算R2, 如下式：

本例中, R2的標準值為49.9kΩ。

第6步

按如下步驟驗證觸發電壓和滯回電壓：



圖11. 在輸出為開漏結構的比較器中加滯回電路