設計師在減輕熱問題時常常需要做出很多折衷，包括電源變換拓撲結構的選擇、開關頻率的選擇、半導體封裝形式的選擇，還有半導體類型、散熱方式、變換電路的具體位置、電路板材料以及成本等。

　　在開關模式電路里，對功率半導體功耗的一個較好的一階估計是：P=DVI。這里I是通過功率半導體的平均傳導周期電流，V是器件上的平均傳導周期電壓，而D則是占空比。

　　在實際電路中，電流是電路的函數，而電壓則是電流、器件類型、結溫和半導體控制方法的函數。例如，二極管的正向電壓只是電流和溫度的函數。工作狀態中的MOSFET上的電壓為IDRDS(on)，即漏極電流與溝道電阻的乘積，RDS(on)則又是ID、柵極驅動和溫度的函數。通態中的IGBT上的電壓為V=VCE(sat)則是電流柵極驅動和溫度的函數。

　　利用功耗乘以熱阻來確定半導體的溫升。這種分析方法的限制在于它過于簡單化了功耗計算，沒有考慮瞬態條件。雖然功率器件的數據表里都給出了熱響應曲線，但利用它無法克服那些限制(圖1)。

　　曲線中假定在占空比為D的功率脈沖為矩形，持續時間t，幅度為P。沿著曲線找到適合于電路占空比的點，對應到代表脈沖持續時間的水平軸的點。再從縱軸上讀取熱響應，然后用功耗乘以該響應值，便得到從外殼到半導體結的溫升。

?

　　圖1：，根據功率半導體數據表提供熱響應曲線可以計算器件高于外殼溫度的升高值。

　　該熱響應曲線只能解決從外殼到結的溫升。卻無法考慮外殼的具體安裝方法，安裝方法貢獻環境溫度以上的溫升，如完整的熱堆模型所指示(圖2)。

?

　　圖2：功率半導體的熱堆包括半導體結、基板、外殼或其他熱接觸材料、散熱器和環境溫度。

　　利用電路仿真器能夠計算總的熱響應，用的是解決問題的每個部分的不同工具和數據源，而不是一部分部分解決問題的方案。該仿真器還允許觀察熱系統對電路參數性能的影響，而這僅依靠手工計算或數據表分析的方法來實現則是極為困難的。

　　該電路仿真采用元器件模型和網絡分析，非常接近每個器件在電路中的真實工作條件。該仿真器自動地計算功率器件的功耗，考慮到了電路的整個工作范圍和器件模型，包括門極驅動、開關瞬變以及二極管反向恢復等。

　　不過，傳統的電路仿真器計算功率是基于靜態的熱模型。換句話說， 它們只適應于僅與溫度有關的器件行為。這對于低功率IC仿真來說是足夠的，因為這種電路中的器件本身只產生很少的溫升。但功率半導體有自身的發熱，精確的仿真必須考慮器件特性的溫度關聯性。在靜態的25℃器件模型的基礎上，加上一個準動態的熱分析模型，就可以克服上述的局限性(圖3)。

?

　　圖3：準動態熱分析模型計算了功率器件的參數對溫度的關聯度。

　　Spice作為電子工程領域中的事實上的仿真器標準，能夠實現宏模型中的熱封包。常用的其它仿真器也能夠實現帶宏模型的熱封包(thermal wrapper)。可以選擇硬件描述語言來實現熱封包，這些語言包括用于Ansoft公司Simplorer的VHDL-AMS， Synopsys公司Saber所用的 MAST，還有Cadence公司Spector仿真器所用的 Verilog。由于這些仿真器都可以使用宏模型，本文將重點集中到方案上，并以一個功率MOSFET作為一個實例進行建模。

　　在我們的例子中，熱封包必須實現兩個與MOSFET參數相關的溫度，這些參數包括門限電壓VTH，還有充分提升了的通道阻抗，RDS(on)。VTH的溫度系數近似為-7 mV/℃。RDS(on)的溫度關聯性模型用二次方程來描述比較好。實現這些數學關系是容易的，但如何導出激勵這些函數的工作溫度卻是一個挑戰。