過(guò)去數(shù)十年，各種能源法規(guī)都強(qiáng)調(diào)了制造節(jié)能型產(chǎn)品的重要性。這大大促進(jìn)了節(jié)能降耗[1]。此外，這些法規(guī)和標(biāo)準(zhǔn)為利用諸如SiC MOSFET等新技術(shù)優(yōu)異的特性，設(shè)計(jì)出更富創(chuàng)新性的家用電器鋪平了道路[2]。采用這些技術(shù)有助于制造商獲得最高能效等級(jí)認(rèn)證。
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文：英飛凌科技Konstantinos Patmanidis、Stefano Ruzza、Claudio Villani

引言
不久前，英飛凌推出了一款新開(kāi)發(fā)的高級(jí)集成功率器件（IPD）IM105-M6Q1B。IM105-M6Q1B采用7 mm x 7 mm四邊無(wú)引線(xiàn)扁平封裝（QFN），將英飛凌CoolSiCTM技術(shù)的諸多優(yōu)點(diǎn)和堪稱(chēng)行業(yè)標(biāo)桿的高可靠的高壓驅(qū)動(dòng)集成電路（IC）集于一體。使用這個(gè)集成功率器件（IPD），可以設(shè)計(jì)出具有更高功率密度的低功率電機(jī)驅(qū)動(dòng)器，同時(shí)突破限制，擴(kuò)大無(wú)散熱片運(yùn)行條件下的輸出功率范圍。
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如圖1所示，設(shè)計(jì)了一個(gè)測(cè)試驅(qū)動(dòng)板，用于測(cè)試IM105-M6Q1B在典型冰箱壓縮機(jī)負(fù)載狀態(tài)下的性能。圖中還提供了IM105-M6Q1B的框圖。IPD的組成部分包括一個(gè)SiC MOSFET半橋（在Vgs = 18 V且Tj = 25°C條件下，其典型通態(tài)電阻為257 mΩ）和一個(gè)基于絕緣體上硅（SOI）技術(shù)的柵極驅(qū)動(dòng)器。相比于標(biāo)準(zhǔn)器件的600 V阻斷電壓，其最大阻斷電壓已增至650 V，可在電網(wǎng)電壓發(fā)生波動(dòng)時(shí)提供更大耐壓余量。英飛凌SOI技術(shù)用于柵極驅(qū)動(dòng)器的優(yōu)勢(shì)在于高開(kāi)關(guān)頻率[3]、低歐姆（30Ω）單片集成自舉二極管[3、4]和對(duì)感性負(fù)載切換過(guò)程引起的負(fù)瞬態(tài)具有很強(qiáng)的抗干擾能力[5]。此外，這個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)器提供了固定的內(nèi)部死區(qū)時(shí)間，通常為540 ns，只要外部死區(qū)時(shí)間比這個(gè)值小，就會(huì)自動(dòng)插入，以實(shí)現(xiàn)上下橋直通保護(hù)。所有這些柵極驅(qū)動(dòng)器功能，以及英飛凌CoolSiCTM技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)，都集成在一個(gè)小型表面貼裝器件（SMD）封裝中。
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圖1：驅(qū)動(dòng)板測(cè)試車(chē)和IM105-M6Q1B框圖

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通態(tài)輸出特性
本小節(jié)探討了IM105-M6Q1B在兩種柵極偏置電壓（15 V和18 V）下的典型輸出特性。在小功率家電電機(jī)驅(qū)動(dòng)器市場(chǎng)，兩種常用的產(chǎn)品是IKD04N60RC2和IPD60R280PFD7S。本小節(jié)也將它們的輸出特性與IM105-M6Q1B進(jìn)行了比較。

第一個(gè)輸出特性圖如圖2所示。可以看出，在第一象限運(yùn)行中，IM105-M6Q1B的壓降大大低于（約4A）IKD04N60RC2的壓降。此外，通常情況下，IM105-M6Q1B的RDS(on)溫度依賴(lài)性在Vgs = 15 V時(shí)僅為0.11 mΩ/°C，在Vgs = 18 V時(shí)略高，為0.2 mΩ/℃。這凸顯了CoolSiCTM技術(shù)的溫度依賴(lài)性極小的特征。另一方面，在二極管導(dǎo)通期間的第三象限運(yùn)行中，IM105-M6Q1B的壓降高于IKD04N60RC2。然而，請(qǐng)注意，二極管僅在死區(qū)時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通，在應(yīng)用條件下，死區(qū)時(shí)間約在0.5到1 μs之間，因此，其造成的損耗微不足道。當(dāng)SiC MOSFET溝道在第三象限運(yùn)行中導(dǎo)通時(shí)，壓降略低于第一象限運(yùn)行中的壓降。
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圖2：IM105-M6Q1B的通態(tài)輸出特性與IKD04N60RC2對(duì)比

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圖3所示為第二個(gè)比較圖。顯然，在Tj = 25°C條件下，IPD60R280PFD7S在第一象限運(yùn)行中的壓降低于IM105-M6Q1B。當(dāng)Vgs = 10 V且Tj = 25°C時(shí)，IPD60R280PFD7S的典型RDS(on)為233 mΩ。如其數(shù)據(jù)表所列，對(duì)于這種器件類(lèi)型，增加?xùn)艠O偏壓并不會(huì)進(jìn)一步降低壓降。除此之外，還可以看出，IPD60R280PFD7S的壓降溫度依賴(lài)性明顯高于IM105-M6Q1B。IPD60R280PFD7S的典型RDS(on)溫度依賴(lài)性約為2.53 mΩ/°C，因此當(dāng)結(jié)溫升高時(shí)，其導(dǎo)通損耗將高于IM105-M6Q1B。同樣地，當(dāng)二極管加正向偏壓時(shí)，IPD60R280PFD7S的壓降低于IM105-M6Q1B。
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圖3：IM105-M6Q1B的通態(tài)輸出特性與IPD60R280PFD7S對(duì)比

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最后，圖4顯示了上述器件的典型動(dòng)態(tài)損耗總值，這些數(shù)據(jù)是使用典型的雙脈沖測(cè)試裝置測(cè)得。請(qǐng)注意，本分析不包括反向恢復(fù)損耗，因?yàn)樗鼈儗?duì)總損耗的影響相對(duì)較小。兩種器件的電壓變化率dv/dt均調(diào)節(jié)為6.5 – 7 V/ns左右，以確保公平比較。IM105-M6Q1B的開(kāi)關(guān)速度由其集成柵極驅(qū)動(dòng)器在內(nèi)部調(diào)節(jié)為6至7 V/ns（20–80%）。
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測(cè)試表明，相比于IKD04N60RC2，特別是相比于IPD60R280PFD7S，IM105-M6Q1B的功率損耗低得多，其功率損耗主要取決于導(dǎo)通損耗。最后，IM105-M6Q1B的動(dòng)態(tài)損耗對(duì)溫度的依賴(lài)性可以忽略不計(jì)，而其他器件，哪怕當(dāng)Tj=100°C時(shí)，損耗也開(kāi)始顯著增加。
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圖4：不同開(kāi)關(guān)電流和溫度條件下的開(kāi)通和關(guān)斷動(dòng)態(tài)損耗之和

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典型冰箱壓縮機(jī)仿真分析
典型冰箱壓縮機(jī)的完整工作循環(huán)包括多個(gè)工作點(diǎn)。其中兩個(gè)最獨(dú)特的工作點(diǎn)是額定工作點(diǎn)（輸出功率約為40 W）和高負(fù)載工作點(diǎn)（輸出功率約為160 W）。本分析使用了PLECS?軟件工具來(lái)仿真計(jì)算三個(gè)器件的功率損耗。圖5和圖6所示為仿真結(jié)果和典型應(yīng)用條件。在這些仿真中，殼溫設(shè)置為T(mén)c=110°C。受限于材料特性，這通常是印刷電路板（PCB）的最高工作殼溫。在輕負(fù)載或額定負(fù)載條件下，IM105-M6Q1B的損耗比IPD60R280PFD7S低了近43%，更比IKD04N60RC2低60%。在這些條件下，將柵極電壓增至Vgs＝18V并沒(méi)有帶來(lái)明顯益處。
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在高負(fù)載的情況下，IM105-M6Q1B的損耗比IPD60R280PFD7S低了近37%，更比IKD04N60RC2低64%。在這個(gè)測(cè)試中，將IM105-M6Q1B的柵極電壓增至Vgs＝18V，使損耗相對(duì)于柵極電壓Vgs＝15V時(shí)降低了14%，這是IM105-M6Q1B可實(shí)現(xiàn)的最低損耗。
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圖5：在特定的額定負(fù)載條件下典型冰箱壓縮機(jī)的功率損耗分割圖
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圖6：在特定的高負(fù)載條件下典型冰箱壓縮機(jī)的功率損耗分割圖

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逆變器級(jí)的效率計(jì)算如表1所示。本分析考慮了一個(gè)兩電平三相逆變器，即，總共6顆器件。在標(biāo)稱(chēng)負(fù)載下，IM105-M6Q1B的總效率增加量比IKD04N60RC2多2.7%，比IPD60R280PFD7S多近1%。在高負(fù)載條件下，相比于IKD04N60RC2和IPD60R280PFD7S，效率分別增加了約為1.5%和0.5%。
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表1：6橋兩電平三相逆變器的效率計(jì)算

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硬件實(shí)驗(yàn)結(jié)果
本小節(jié)討論了IM105-M6Q1B在外形（即，功率密度）方面的額外好處。此外，利用IKD04N60RC2和IM105-M6Q1B，對(duì)采用類(lèi)似設(shè)計(jì)的低功率驅(qū)動(dòng)板的無(wú)散熱片輸出功率能力進(jìn)行了比較分析。圖7并排顯示了這兩個(gè)驅(qū)動(dòng)板的圖片，以便清楚地突出顯示它們的差異。兩個(gè)驅(qū)動(dòng)板都搭載了類(lèi)似的電磁干擾（EMI）濾波器、二極管整流器、DC link電容器和單片機(jī)IMC101T-038（iMOTION? ?IMC100系列電機(jī)控制器）。

兩種設(shè)計(jì)的布局都采用雙層板和35 μm銅箔厚度。主要區(qū)別在于逆變器級(jí)。使用IKD04N60RC2的驅(qū)動(dòng)板需要6顆采用TO-252封裝的IGBT單管和一個(gè)全橋三相柵極驅(qū)動(dòng)器IC，以形成一個(gè)兩電平三相逆變器。另一方面，得益于其將半橋和柵極驅(qū)動(dòng)器集成到QFN封裝中，使用IM105-M6Q1B的驅(qū)動(dòng)板所需空間小得多。因此，這個(gè)驅(qū)動(dòng)板的尺寸可以縮小15%，從而提高功率密度。
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圖7：低功率消費(fèi)類(lèi)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用：藍(lán)色PCB（左側(cè)）使用IM105-M6Q1B，尺寸：66.4 mm x 78 mm；紅色PCB（右側(cè)）使用IKD04N60RC2，尺寸：78 mm x 78 mm

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小功率家電電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用（如，冰箱壓縮機(jī)、循環(huán)泵，等等）的開(kāi)關(guān)頻率（fsw）通常在7.5至17 kHz之間。這些應(yīng)用大部分未配置散熱片，因?yàn)槠涞洼敵龉β蚀_保了功率開(kāi)關(guān)在規(guī)定熱限值范圍內(nèi)工作。如前所述，它們的最大允許殼溫（Tc,max）限制在110°C左右。
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為了研究和分析驅(qū)動(dòng)器在測(cè)試條件下的性能，選擇了一個(gè)典型的冰箱壓縮機(jī)。圖8所示為將冰箱壓縮機(jī)用作負(fù)載的實(shí)驗(yàn)室試驗(yàn)臺(tái)。使用熱像儀來(lái)監(jiān)測(cè)逆變器的頂部殼溫。控制方案實(shí)現(xiàn)采用了英飛凌的iMOTIONTM IMC101T-T038單片機(jī)和隔離式調(diào)試探頭iMOTIONTM Link。被測(cè)驅(qū)動(dòng)器直接向DC link供電，以避免任何電網(wǎng)電壓波動(dòng)或負(fù)載對(duì)電壓造成影響，并且支持使用標(biāo)準(zhǔn)無(wú)源探頭，而不需要浮地的測(cè)量設(shè)備。將無(wú)源探測(cè)器連接至低邊功率器件，以測(cè)量器件的典型dv/dt行為。最后，在輸出相中連接一個(gè)電流探頭，用于監(jiān)測(cè)電機(jī)電流。
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圖8：實(shí)驗(yàn)室試驗(yàn)臺(tái)

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采用了兩種調(diào)制技術(shù)，一種是7段式空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM），另一種是5段式空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）（可降低開(kāi)關(guān)損耗），如[6]所述。表2列出了實(shí)驗(yàn)測(cè)試條件。對(duì)于所有實(shí)驗(yàn)條件，DC link電壓均預(yù)設(shè)為310 V，由高壓直流電源單元供電。冰箱壓縮機(jī)的輸出基頻（fs）配置為20 Hz。環(huán)境溫度（Ta）為約25°C室溫。未測(cè)量功率因數(shù)（PF）以避免任何額外的寄生效應(yīng)的影響。唯一的獨(dú)立實(shí)驗(yàn)變量是調(diào)制系數(shù)。調(diào)節(jié)調(diào)制系數(shù)，直至逆變器達(dá)到最高管殼溫，從而獲得不同的允許相電流。使用開(kāi)環(huán)控制方案進(jìn)行調(diào)節(jié)，在本實(shí)驗(yàn)中即為V/f控制，因?yàn)閮H關(guān)注逆變器級(jí)的情況。這些實(shí)驗(yàn)可以表明驅(qū)動(dòng)板的最大輸出功率能力。
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表2：實(shí)驗(yàn)測(cè)試條件

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圖9所示為輸出功率能力。圖中的輸出功率計(jì)算考慮了PF為0.75且調(diào)幅指數(shù)為1。顯而易見(jiàn)，IM105-M6Q1B的輸出功率幾乎是IKD04N60RC2驅(qū)動(dòng)板的兩倍，這也證明其功率密度更高。相比于在Vgs＝15V條件下的測(cè)試，在這項(xiàng)測(cè)試中，柵極電壓增至約Vgs＝18.5V，這使得輸出功率增加了6%。
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圖9：不同開(kāi)關(guān)頻率和調(diào)制方案下的最大允許相電流

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最后，圖10和圖11所示為這項(xiàng)測(cè)試使用的兩顆器件的典型dv/dt行為。高邊開(kāi)關(guān)用HS表示，低邊開(kāi)關(guān)用LS表示。請(qǐng)注意，IKD04N60RC2的導(dǎo)通dv/dt設(shè)置為約6至7 V/ns。
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圖10：在Tc,max下，設(shè)置為6.5 V/ns的IKD04N60RC2驅(qū)動(dòng)板在不同開(kāi)關(guān)電流下的電壓變化率（dv/dt，20-80%）
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圖11：在Tc,max下，IM105-M6Q1B驅(qū)動(dòng)板在不同開(kāi)關(guān)電流下的電壓變化率（dv/dt，20-80%）
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結(jié)語(yǔ)
新出臺(tái)的針對(duì)小功率電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用（即，家用電器）的能效標(biāo)簽指令，強(qiáng)調(diào)了開(kāi)發(fā)創(chuàng)新解決方案和采用新型半導(dǎo)體技術(shù)，以達(dá)到最高能效等級(jí)的重要性。本文介紹了英飛凌CoolSiCTM MOSFET在集成式產(chǎn)品IM105-M6Q1B中實(shí)現(xiàn)的多個(gè)優(yōu)點(diǎn)。尺寸僅為7 mm x 7 mm的小型QFN封裝有助于設(shè)計(jì)出具備更高功率密度的系統(tǒng)級(jí)解決方案。為了突出其優(yōu)點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一個(gè)基于IM105-M6Q1B的驅(qū)動(dòng)板，其尺寸比基于IKD04N60RC2的分立式解決方案縮小了15%。IM105-M6Q1B的輸出功率處理能力也大大優(yōu)于IKD04N60RC2。不僅如此，使用IM105-M6Q1B可將逆變器效率提高1 – 2.7 %。
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參考資料
[1] A. C. Russo, M. Rossi, M. Germani, and C. Favi, “Energy label directive: Current limitations and guidelines for the improvement”, Procedia CIRP, vol. 69, pp. 674–679, 2018, 25th CIRP Life Cycle Engineering (LCE) Conference, 30 April – 2 May 2018, Copenhagen, Denmark. doi: https://doi.org/10.1016/j.procir.2017.11.136.
[2] J. Millán, P. Godignon, X. Perpi?à, A. Pérez-Tomás, and J. Rebollo, “A Survey of Wide Bandgap Power Semiconductor Devices”, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 5, pp. 2155–2163, May 2014, doi: 10.1109/TPEL.2013.2268900.
[3] J. Song, “Level-Shifter Current Influence to Power Loss of Gate Driver IC”, PCIM Europe 2019; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Nuremberg, Germany, 2019, pp. 1–4.
[4] Frank, Wolfgang & Hellmund, Oliver & Boguszewicz, Viktor, “Compact and Powerful 600V Half Bridge Driver ICs for Consumer Electronics and Home Appliances”, Bodo's Power Systems. 22. 2013.
[5] J. Song and W. Frank, “Robustness of level shifter gate driver ICs concerning negative voltages”, PCIM Europe 2015; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Nuremberg, Germany, 2015, pp. 1–7.
[6] E. R. C. da Silva, E. C. dos Santos, and B. Jacobina, “Pulsewidth Modulation Strategies,” in IEEE Industrial Electronics Magazine, vol. 5, no. 2, pp. 37–45, June 2011, doi: 10.1109/MIE.2011.941120.www.infineon.com
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