1、電路拓撲和工作原理

半橋LLC串并聯諧振變換器電路結構如圖1所示，VT1、VT2組成上下一對橋臂，C1、C2和VD1、VD2分別為MOS管VT1、VT2的結電容和寄生反并二極管，諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器激磁電感Lm構成諧振網絡，Cr也起了隔直電容的作用。變壓器副邊為橋式整流，Co為輸出濾波電容。

圖1 ?半橋LLC型串并聯諧振變換器拓撲

當變換器工作在fm《fs《fr頻率范圍內，用SABER軟件進行仿真，主要波形如圖2所示，UCr是Cr兩端電壓，Uds1為MOS管VT1漏-源電壓，io為輸出電流，ir和im分別為諧振電流和變壓器原邊激磁電流。

圖2 ?額定負載下fm《fs《fr頻率范圍內主要仿真波形電路

工作可分為兩個階段：

（1）傳輸能量階段：Lr和Cr上流過正弦電流且ir》im，能量通過變壓器傳遞至副邊；

（2）續流階段：ir=im原邊停止向副邊傳遞能量，Lr、Lm和Cr發生諧振，整個諧振回路感抗較大，變壓器原邊電流以相對緩慢的速率下降。

通過合理設計可以使變壓器原邊MOS管零電壓開通，副邊整流二極管在ir=im時電流降至零，實現零電流關斷，降低開關損耗。如上所述，變換器工作在fm《fs《fr頻率范圍內時較為有利。

2、參數設計

1）主電路參數設計

半橋LLC諧振電路是一非線性電路，在此先將其轉換為一線性電路（如圖3），采用基波法分析。推導得變換器直流增益Gdc為：

式中x為開關頻率fs相對于諧振頻率fr的歸一化頻率；n為變壓器原副邊匝比；系數k是Lr把Lm歸一化的量，定義k=Lm/Lr;串聯諧振電路品質因數為Q.

變換器能量傳遞主要由諧振網絡從輸入源側傳送到負載端，諧振網絡是整個變換器設計的重點。而LLC諧振變換器各參數間關系及影響較兩元件諧振變換器要復雜，需在初步確定各參數值的基礎上再進行整體優化。

先根據電壓增益和工作頻率選取n，n需滿足輕載下的最低直流增益要求。再根據式（3）在Uin最大且空載（Q=0）情況下須達到要求的Uo來選取k值。當n、k固定時，Gdc、x和Q的關系如圖4所示。每條增益曲線隨著頻率的增大都是先增大后減小，在某個頻率點處都有一拐點，且隨Q的增大最大直流增益減小，拐點頻率則增大。對于各Q值相應的Gdc曲線上的拐點，我們在此引入歸一化輸入阻抗：

其中Zn為歸一化輸入阻抗，Zin為諧振網絡的輸入阻抗，Zr為特征阻抗，Zr=2πfrLr.

由圖5可見當x《x0時諧振網絡的輸入阻抗Zin呈容性，x》1時Zin則呈感性，x0《x《1時Zin呈容性還是感性則取決于x和Q.Q一定時，fs較fr越大越容易呈容性，相反越接近則越易呈感性；fs一定時，Q越大越易呈容性，Q越小越易呈感性。當輸入阻抗呈阻性時得：

諧振網絡工作在感性區內時，輸入電流滯后于輸入電壓，當一橋臂驅動信號由高電平變為低電平時電流對上、下橋臂MOS管結電容充放電以使得另一橋臂零電壓開通。當x》xz時工作于感性區域，由式（3）和（5）得：

其中Ceq為MOS管的寄生結電容，td為VT1、VT2均沒有觸發信號的死區時間。

在fm《fs《fr范圍內選取Q≤min{QZVS1，QZVS2}，才能確保隨著Uin升高，為維持Uo而提高開關頻率的變換器仍工作在感性區域。

圖6表示n、Q一定不同k值時Gdc曲線圖，可見k值越小時相同頻率變化范圍內Gdc變化越明顯，有利于寬Uin范圍的調節；而k越小在一定程度上Lm越小，則由電流增加帶來的開關管及變壓器損耗的增加會影響變換效率。k值越大時最大Gdc越小，Uin較低時使得Uo無法滿足設計要求，且k越大fm和fr間頻率范圍越大，不利于磁性元件的設計，需折中優化選取k值。

根據上述步驟選定主要諧振參數后，結合各參數間的相互關系，可進行合理優化選取。

2）控制電路設計

意法半導體（ST）于2006年推出了一款專為串聯諧振半橋拓撲設計的雙終端控制器芯片L6599，該芯片可直接連接功率因數校正器的專門輸出，輕載時能讓電路工作于突發模式，提高輕載時變換器的轉換效率。

（1）工作頻率范圍設置。

見圖7，電阻RFmax一端與4腳相連，另一端連在光耦中三極管的集電極端，輸出端的反饋信號通過光耦對這一支路上電流的調節，改變3腳上電容CF的充放電頻率從而實現頻率的改變。

RFmin確定諧振變換器的最小工作頻率，當輸出電壓小于等于額定電壓時變換器工作在固定的最小開關頻率。

（2）過流和過載保護。

PWM變換器通過控制開關管的占空比實現能量流動，檢測電流超過設定的極限值時預先終止開關管的導通便限制了能量地流動。而諧振變換器的占空比固定，通過改變頻率來限制能量流動，這意味至少要到下個振蕩周期才能察覺頻率的變化，若要有效地限制能量流動，頻率的變化率必須低于頻率本身。檢測電流輸入的初級電流須均分，測量電路見圖7.

（3）欠壓保護輸入。

在DC/DC前級再加PFC的系統中，根據PFC級的輸出電壓此功能就相當于一個上電/斷電順序或欠壓保護輸入。高壓直流輸入電壓通過電阻分壓后接到L6599的7腳（LINE），與內部基準進行比較。

（4）輕負載突發模式。

在輕載或空載時開關頻率會達到最大值，為確保輸出電壓可調并避免失去軟開關條件，且盡可能減小im引起的損耗，采用突發模式，一部分開關周期被較長時間的隔開，以降低平均開關頻率，平均激磁電流隨之減小，損耗也會減小。

（5）驅動電路。

對高壓側開關的驅動采用自舉方式，L6599內部整合了一高壓浮動結構以承受超過600V的電壓，并有同步驅動高壓金屬氧化物半導體，取代了外部快恢自舉二極管，本文所選擇的驅動電路如圖7。

3、實驗驗證與分析

基于L6599研制串并聯諧振半橋變換器樣機一臺，并進行實驗驗證。該樣機的主要參數如下：

輸入電壓：Uin=270V±10%DC

輸出電壓：Uo=±180VDC

輸出額定功率：Po=550W

按上述方法選取n=0。4，k=6。5，Q=0.39，電路最小工作頻率120kHz，諧振頻率100kHz，由此得諧振參數：Lm=130μH，Lr=20μH，Cr=0.15μF.

輸入電壓相同輸出負載變化時，諧振網絡的輸入歸一化阻抗、直流電壓增益發生使得工作頻率變化，實驗波形如圖8所示。

在輸入電壓一定（輸入為額定電壓）、負載不同的情況下，MOS管零電壓開關的實現如圖9所示。對于相同的直流電壓增益比，隨著載變輕工作頻率會相應提高但根據設計仍能保證MOS管的零電壓開通。

輸出功率相同而輸入電壓不同時此實驗樣機在整個輸入電壓范圍內均可實現功率管的零電壓開關，見圖10。

圖9和圖10可見該樣機在要求的電壓和輸出負載范圍內均實現了開關管的零電壓開通。

諧振變換器正是靠改變工作頻率來調節輸出電壓，圖11（a）表示隨著輸入電壓升高工作頻率變大；圖11（b）則表示輸入電壓相同時負載電流的增大而開關頻率減小，與理論分析的基本一致。

圖12（a）最高效率在95%以上，額定輸出時效率為94.5%;在輸出功率一定時，隨著輸入電壓的升高，輸入電流減小，開關管的導通損耗及變壓器的銅損有所減小，變換器效率相應的有所提高，如圖12（b）。

4、結束語

本文介紹了LLC型串并聯諧振半橋變換器的直流增益特性、諧振腔阻抗特性以及軟開關實現的條件等，并根據分析給出主要參數設計方法，以及集成芯片L6599外圍控制電路設計。最后調試完成550W樣機一臺，試驗結果證明上述分析及設計方法的可行性。