1引言

現(xiàn)今無(wú)線通信市場(chǎng)中，由于多種通信標(biāo)準(zhǔn)的共存以及頻段資源的緊張導(dǎo)致了頻段劃分的不連續(xù)性，在一些應(yīng)用如GSM及GPS中，為了簡(jiǎn)化微波電路的結(jié)構(gòu)以節(jié)約成本并減小設(shè)備尺寸，需要應(yīng)用能工作在雙頻甚至多頻的微波電路模塊。微波功率分配器是一種將輸入信號(hào)功率分成相同或不同比例的幾路功率輸出的多端口微波網(wǎng)絡(luò)。各類不同種類的功率分配器在平衡放大器，高功率傳輸器，以及陣列天線反饋網(wǎng)絡(luò)中有著廣泛的應(yīng)用，其中Wilkinson功率分配器由于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單成為很多設(shè)計(jì)師的首選。由λ0／4微帶傳輸線組成的階梯式雙頻段阻抗變換器已有文獻(xiàn)給出了精確的解析方程，采用這一方法可用來(lái)實(shí)現(xiàn)任意雙頻率的阻抗變換。

采用上述方法設(shè)計(jì)了一個(gè)雙頻段功分器，但有較大的輸出回波損耗，并且隔離度較大。通過(guò)為隔離電阻并聯(lián)兩個(gè)集總元件(電感和電容)來(lái)達(dá)到提高輸出性能的目的。本文擬采用在輸入端并聯(lián)分布元件的方法來(lái)達(dá)到類似目的，故此設(shè)計(jì)了一個(gè)工作在1 GHz和2.6 GHz的雙頻段功分器對(duì)這一方法進(jìn)行討論研究。

2 理論分析與設(shè)計(jì)

將圖2中各元件(微帶結(jié)構(gòu))看為二端口網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)應(yīng)用各自的ABCD矩陣，可得該雙頻段阻抗變換器的矩陣方程如下：

上式定義的并聯(lián)微帶支節(jié)可由短路支節(jié)(在中心頻點(diǎn)f0處的電長(zhǎng)度為90°或開路支節(jié)(在中心頻點(diǎn)f0處的電長(zhǎng)度為180°)實(shí)現(xiàn)。短路支節(jié)尺寸小，但需要接地過(guò)孔，而開路支節(jié)尺寸較大，不需要接地過(guò)孔。本論文設(shè)計(jì)采用短路支節(jié)，因?yàn)槌叽鐬橹饕紤]問(wèn)題。

3實(shí)踐設(shè)計(jì)與分析

由于Rogers RO4003高頻線路板材既具有聚四氟乙烯玻纖基材類似的高頻性能，又具有FR4基材類似的容易加工的特點(diǎn)，本文選用了0.81 mm厚的該種板材，其相對(duì)介電常數(shù)為3.38，導(dǎo)體厚度為17 μm。在50 Ω系統(tǒng)(Z0=50 Ω)中，我們仿真研究了一個(gè)工作在f1=1 GHz，f2=2.6 GHz的雙頻段功率分配器的性能。其中100 Ω的隔離電阻采用ADS商用軟件提供的TFR(Thin Film Resistor)模型。

利用ADS提供的微帶傳輸線計(jì)算工具，根據(jù)工作頻率和板材屬性可以精確求得各微帶傳輸線的寬度。由于版圖布局的緊湊，各微帶線間的耦合效應(yīng)對(duì)最終電路的性能有很大影響，當(dāng)進(jìn)行完電路級(jí)的仿真后需要使用ADS的2.5維仿真工具M(jìn)omentum進(jìn)行版圖級(jí)的仿真。對(duì)于仿真性能的惡化，需要使用優(yōu)化工具多次試驗(yàn)使結(jié)果達(dá)到最優(yōu)化，最后生成電路板圖如圖3所示。

以下結(jié)果為最終優(yōu)化值，圖4所示為端口1的回波損耗，可以看出在中心頻點(diǎn)處均小于-30 dB。

圖5和圖6分別為該功率分配器的插入損耗和隔離度，同樣在雙頻段的中心頻點(diǎn)處性能均比較優(yōu)良。

4結(jié) 語(yǔ)

本文基于經(jīng)典的Wilkinson功率分配器結(jié)構(gòu)，通過(guò)引入階梯阻抗變換器試驗(yàn)研究了一種新型的雙頻段功分器，取得了良好的性能。然而由于該功率分配器的主體結(jié)構(gòu)由微帶線構(gòu)成，在較低的頻段尺寸較大，本例版圖尺寸約為65 mm×40 mm，不符合集成化小型化的要求，可以通過(guò)采用彎曲微帶線或集總元件替代法來(lái)減小電路的尺寸。