本文的關鍵要點

?在逆變電路工作時，會產生體二極管的反向恢復電流。

? 反向恢復時間和反向恢復電流過大會導致損耗增加，這對于逆變電路而言是一個不利因素。

? 通過使用反向恢復時間和反向恢復電流峰值小的MOSFET，可以減少逆變電路中的損耗，降低MOSFET損壞的風險。

本文將為您介紹第二個主題“三相調制逆變電路的基本工作”。在上一主題中已經提到過，從本文開始我們將以電機驅動中常用的“正弦波驅動（三相調制）方式”為例進行講解。

? 逆變電路的種類和通電方式

?三相調制逆變電路的基本工作

?通過雙脈沖測試比較PrestoMOS與普通SJ MOSFET的損耗（實際測試結果）

?通過三相調制逆變電路比較PrestoMOS與普通SJ MOSFET的效率（仿真）

三相調制逆變電路的基本工作

圖1為U相的三相調制逆變電路時序圖。由于在U相呈正極性時High Side（Q1）會進行勵磁，因此柵極驅動信號的占空比會隨著接近U相電流峰值而逐漸增加，隨著接近負極性而逐漸減小，并在U相呈負極性時進行續流。當U相呈負極性時則相反，Low Side（Q2）會進行勵磁，并在U相呈正極性時續流。

在這種驅動模式下，V相和W相也執行同樣的PWM工作和續流工作，因此具有三相在AC輸出的任何時間點均可進行切換的特點，稱之為“三相調制”。

各開關時間點的占空比D(t)可以使用逆變器輸出AC頻率f和相位差θ，通過以下公式表示：

圖1. 三相調制逆變器（U相）的時序圖

其中，Dmax是AC輸出峰值時的占空比，被稱為“調制因數”。

圖2為U相電流峰值附近（正極性）的U相電流波形和各相晶體管（Q1/Q2、Q3/Q4、Q5/Q6）的柵極驅動波形。

圖2. U相電流巔峰值附近的各開關（Q1~Q6）柵極驅動波形

下面我們將U相電流峰值附近用來在電感器中積蓄能量的勵磁開關——U相High Side（Q1）從ON到OFF再到ON的區間，分為（1）～（13）個工作模式分別進行說明。下面的圖表示從U相看的電流路徑變化。

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Mode（1）

? Q1、Q4、Q6為ON，Q2、Q3、Q5為OFF。

? Q4和Q6的漏極電位變為0V。

? Q2的漏極電位變為Vin，U相電感器LU被施加Vin電壓。

?勵磁電流流過LU，使LU中積蓄電能。

Mode（2）

? Q1、Q6為ON，Q2、Q3、Q4、Q5為OFF。

? Q6的漏極電位繼續保持0V狀態。

?在被LU的勵磁電流勵磁過的LV中，續流電流因Q4 OFF而經由Q3的體二極管流過LV。

?由于該續流電流和流向LW的勵磁電流，LU中會流過勵磁電流和續流電流。

Mode（3）

? Q1、Q3、Q6為ON，Q2、Q4、Q5為OFF。

? Q6的漏極電位繼續保持0V狀態。

? Q3 ON，流經Q3體二極管的續流電流會流過Q3的通道，從而實現同步整流工作。

? LU中繼續流過勵磁電流和續流電流。

Mode（4）

? Q1、Q3為ON，Q2、Q4、Q5、Q6為OFF。

?在被LU的勵磁電流勵磁過的LW中，續流電流因Q6 OFF而經由Q5的體二極管流過LW。

?這樣，LV和LW變為續流狀態，該續流電流的合成電流使流過LU的電流得以保持。

Mode（5）

? Q1、Q3、Q5 為ON，Q2、Q4、Q6 為OFF。

? Q5 ON，流經Q5體二極管的續流電流會流過Q5的通道，從而實現同步整流工作。

?此時，LV和LW繼續保持續流狀態，流過LU的電流得以保持。

Mode（6）

? Q1、Q3為ON，Q2、Q4、Q5、Q6為OFF。

?首先，Q5 OFF，使續流電流再次流經Q5的體二極管，并通過與Mode（4）相同的電流路徑流動。

Mode（7）

? Q1、Q3、Q6為ON，Q2、Q4、Q5 為OFF。

? Q6再次ON，使Q6的漏極電位被下拉至0V。

?通過拉低Q6的漏極電位，LU引腳間再次被施加Vin電壓。

?電流路徑變為與Mode（3）相同的路徑，LU中流過續流電流和勵磁電流。

Mode（8）

? Q1、Q6為ON，Q2、Q3、Q4、Q5為OFF。

? Q3再次OFF，使續流電流流過Q3的體二極管。

?電流路徑變為與與Mode（2）相同的路徑，LU中繼續流過續流電流和勵磁電流。

Mode（9）

? Q1、Q4、Q6 為ON，Q2、Q3、Q5 為OFF。

? Q4再次OFF，使Q4的漏極電位被下拉至0V。

?電流路徑變為與Mode（1）相同的路徑，不再流過續流電流。

? LU、LV、LW變為勵磁狀態，很大的勵磁電流再次流過LU，并將電能積蓄在LU中。

Mode（10）

? Q4、Q6為ON，Q1、Q2、Q3、Q5為OFF。

? Q1 OFF，使流過LU的勵磁電流停止流動。

?此時，由于LU中積蓄著電能，因此續流電流會經由Q2的體二極管流動。

Mode（11）

? Q2、Q4、Q6為ON，Q1、Q3、Q5為OFF。

? Q2 ON，使流經Q2體二極管的續流電流流過Q2的通道，從而實現同步整流工作。

?續流電流由于LU中積蓄的電能而繼續保持流動。

Mode（12-1）

? Q4、Q6為ON，Q1、Q2、Q3、Q5為OFF。

? Q2 OFF，使續流電流再次流過Q2的體二極管。

?續流電流由于LU中積蓄的電能而繼續保持流動。

Mode（12-2）

? Q4、Q6為ON，Q2、Q3、Q5為OFF。

? Q1從OFF狀態變為ON狀態的模式（Mode）。

?由于Q1會在Q2體二極管續流期間導通（ON），因此會在Q1的通道和Q2的體 二極管中產生反向恢復電流。

?該反向恢復電流會導致導通時產生開關損耗。

?反向恢復電流結束流動后，會進入Mode（13）。

Mode（13）

? Q1、Q4、Q6 為ON，Q2、Q3、Q5 為OFF。

?當反向恢復電流結束流動時，電流通過與Mode（1）相同的路徑流動。

?由于勵磁電流流過LU，因此電能再次被積蓄在LU中。

通過這樣的工作過程，會產生Mode（12-2）中那樣的體二極管反向恢復電流。Q1～Q6都會產生該體二極管的反向恢復電流，因此對于逆變電路而言，反向恢復特性的好壞非常重要。該反向恢復電流的不良影響如下：

●當反向恢復電流（峰值電流）較大時

例如像Mode（12-2）所示，當Q1導通時，會流過Q2的反向恢復電流。如果反向恢復電流峰值Irr較大，則Q1中將流過過大的電流。此時，如果超過MOSFET的額定值（如果電流密度變大），漏極-源極之間將發生短路，處于橋臂短路狀態，可能會導致Q1和Q2的MOSFET損壞。

●在反向恢復時間較長的情況下

流過體二極管的反向恢復電流時，在Mode（12-2）下，當Q2的體二極管導通時，Q1的漏極和源極之間將被施加Vin量的電壓。此時的導通開關波形如圖3所示。

圖3.MOSFET導通波形（L負載工作時）

反向恢復時間trr越長，導通時Q1的漏極電流ID(t)流動的時間越長，在漏極和源極之間施加電壓VDS(t)的時間越長。此時的開關損耗PSW通過下列公式來表示（TS為1個開關周期）。

從公式（2）可以看出，損耗能量EON是ID(t)和VDS(t)的積乘以時間所得到的面積分，可見，反向恢復越慢，開關損耗越大。在逆變電路中，流過電感器的電流會變為正弦波狀，因此導通時的反向恢復電流會隨開關時序發生變化。也就是說，越接近正弦波峰值附近，反向恢復電流越大。所以，對于在正弦波峰值附近的開關工作，要特別注意反向恢復電流引起的損耗會增加這一情況。

綜上所述，反向恢復時間和反向恢復電流過大對于逆變電路而言是一個不利因素。通過使用反向恢復時間短且反向恢復電流峰值小的MOSFET，可以減少逆變電路中的損耗，并降低開關器件損壞的風險。

通常而言，會通過雙脈沖測試對逆變電路的單橋臂進行評估。在下一篇文章中，我們將通過雙脈沖測試對反向恢復特性優異的MOSFET和普通SJ MOSFET的損耗進行比較。

審核編輯：湯梓紅